ANG ARTIKULO AY INIHANDA SA BASE NG AKLAT NI A. V. GOLOVKOV at V. B LYUBITSKY "POWER SUPPLIES FOR SYSTEM MODULE OF THE TYPE IBM PC-XT/AT" PUBLISHING HOUSE "LAD i N" Moscow 1995 na na-download nang elektroniko mula sa Internet
CONTROL IC TL494
Sa modernong UPS upang mabuo ang switching control boltahe malakas na transistor Ang converter ay kadalasang gumagamit ng specialized integrated circuits (ICs).
Ang perpektong control IC upang matiyak ang normal na operasyon ng UPS sa PWM mode ay dapat matugunan ang karamihan sa mga sumusunod na kondisyon:
operating boltahe ay hindi mas mataas kaysa sa 40V;
ang pagkakaroon ng isang mataas na matatag na thermally stabilized reference boltahe source;
ang pagkakaroon ng isang sawtooth boltahe generator
pagbibigay ng posibilidad ng pag-synchronize sa isang panlabas na signal ng programmable malambot na simula;
ang pagkakaroon ng mismatch signal amplifier na may mataas na common-mode na boltahe;
ang pagkakaroon ng isang PWM comparator;
ang pagkakaroon ng isang impulse controlled trigger;
ang pagkakaroon ng isang dalawang-channel na pre-terminal cascade na may proteksyon ng maikling circuit;
pagkakaroon ng double pulse suppression logic;
pagkakaroon ng mga paraan para sa pagwawasto ng simetrya ng mga boltahe ng output;
ang pagkakaroon ng kasalukuyang limitasyon sa isang malawak na hanay ng mga karaniwang-mode na boltahe, pati na rin ang kasalukuyang limitasyon sa bawat panahon na may shutdown sa emergency mode;
ang pagkakaroon ng awtomatikong kontrol na may direktang paghahatid;
pagtiyak ng shutdown kapag bumaba ang supply boltahe;
pagbibigay ng proteksyon ng surge;
pagtiyak ng pagiging tugma sa lohika ng TTL/CMOS;
pagbibigay ng remote switching on at off.
Figure 11. TL494 control chip at ang pinout nito.
Sa napakaraming kaso, ang isang TL494CN microcircuit, na ginawa ng TEXAS INSTRUMENT (USA) (Fig. 11), ay ginagamit bilang control circuit para sa itinuturing na klase ng UPS. Ipinapatupad nito ang karamihan sa mga function na nakalista sa itaas at ginawa ng ilang dayuhang kumpanya sa ilalim ng iba't ibang pangalan. Halimbawa, ang SHARP (Japan) ay gumagawa ng IR3M02 chip, FAIRCHILD (USA) - UA494, SAMSUNG (Korea) - KA7500, FUJITSU (Japan) - MB3759, atbp. Ang lahat ng mga microcircuit na ito ay ganap na mga analogue ng domestic microcircuit KR1114EU4. Isaalang-alang natin nang detalyado ang aparato at pagpapatakbo ng control chip na ito. Ito ay espesyal na idinisenyo upang kontrolin ang bahagi ng kapangyarihan ng UPS at naglalaman ng (Fig. 12):
Larawan 12. Functional na diagram IC TL494
Sawtooth boltahe generator DA6; ang dalas ng GPN ay tinutukoy ng mga halaga ng risistor at kapasitor na konektado sa ika-5 at ika-6 na mga terminal, at sa itinuturing na klase ng PSU ay pinili na katumbas ng humigit-kumulang 60 kHz;
nagpapatatag reference boltahe source DA5 (Uref=+5,OB) na may panlabas na output (pin 14);
comparator "dead zone" DA1;
PWM comparator DA2;
boltahe error amplifier DA3;
error amplifier para sa kasalukuyang limitasyon ng signal DA4;
dalawang output transistors VT1 at VT2 na may bukas na collectors at emitters;
dynamic na push-pull D-trigger sa frequency division mode ng 2 - DD2;
auxiliary logic elements DD1 (2-OR), DD3 (2nd), DD4 (2nd), DD5 (2-OR-NOT), DD6 (2-OR-NOT), DD7 (NOT);
isang palaging pinagmumulan ng boltahe na may nominal na halaga na 0.1BDA7;
DC source na may nominal na halaga na 0.7mA DA8.
Ang control circuit ay tatakbo, i.e. Ang mga pagkakasunud-sunod ng mga pulso ay lilitaw sa mga pin 8 at 11 kung ang anumang supply boltahe ay inilapat sa pin 12, ang antas nito ay nasa hanay mula +7 hanggang +40 V. Ang buong hanay ng mga functional unit na bumubuo sa TL494 IC ay maaaring kondisyon na nahahati sa digital at ang analog na bahagi (digital at analog signal path). Kasama sa analog na bahagi ang mga error amplifier DA3, DA4, comparators DA1, DA2, sawtooth boltahe generator DA6, pati na rin ang mga pantulong na mapagkukunan DA5, DA7, DA8. Ang lahat ng iba pang elemento, kabilang ang mga output transistors, ay bumubuo sa digital na bahagi (digital path).
Figure 13. Operasyon ng IC TL494 sa nominal mode: U3, U4, U5 - mga boltahe sa mga pin 3, 4, 5.
Isaalang-alang sa simula ang pagpapatakbo ng digital path. Ang mga diagram ng timing na nagpapaliwanag sa pagpapatakbo ng microcircuit ay ipinapakita sa fig. 13. Makikita mula sa mga timing diagram na ang mga sandali ng paglitaw ng output control pulses ng microcircuit, pati na rin ang kanilang tagal (diagram 12 at 13) ay tinutukoy ng output state ng logic element DD1 (diagram 5 ). Ang natitirang bahagi ng "lohika" ay gumaganap lamang ng isang pandiwang pantulong na pag-andar ng paghati sa output pulses DD1 sa dalawang channel. Sa kasong ito, ang tagal ng output pulses ng microcircuit ay tinutukoy ng tagal ng bukas na estado ng mga output transistors nito VT1, VT2. Dahil ang parehong mga transistor na ito ay may mga bukas na collectors at emitters, posible na ikonekta ang mga ito sa dalawang paraan. Kapag naka-on ayon sa isang common-emitter circuit, ang mga output pulse ay kinukuha mula sa mga external collector load ng mga transistors (mula sa mga pin 8 at 11 ng microcircuit), at ang mga pulso mismo ay idinidirekta ng mga surge pababa mula sa isang positibong antas (ang ang mga nangungunang gilid ng mga pulso ay negatibo). Ang mga emitter ng transistors (terminal 9 at 10 ng microcircuit) sa kasong ito, bilang panuntunan, ay pinagbabatayan. Kapag naka-on ayon sa isang karaniwang circuit ng kolektor, ang mga panlabas na load ay konektado sa mga emitter ng transistors at ang mga output pulse, na nakadirekta sa kasong ito sa pamamagitan ng mga surges pataas (ang mga nangungunang gilid ng mga pulse ay positibo), ay inalis mula sa mga emitter ng transistors VT1 , VT2. Ang mga kolektor ng mga transistor na ito ay konektado sa power bus ng control chip (Upom).
Ang mga output pulse ng mga natitirang functional unit na bumubuo sa digital na bahagi ng TL494 microcircuit ay nakadirekta pataas, anuman ang microcircuit switching scheme.
Ang Trigger DD2 ay isang push-pull dynamic na D-trigger. Ang prinsipyo ng trabaho nito ay ang mga sumusunod. Sa nangungunang (positibong) gilid ng output pulse ng elementong DD1, ang estado ng input D ng trigger DD2 ay naitala sa panloob na rehistro. Sa pisikal, nangangahulugan ito na ang una sa dalawang trigger na kasama sa DD2 ay inililipat. Kapag natapos ang pulso sa output ng elementong DD1, ang pangalawang trigger sa DD2 ay lilipat sa trailing (negatibong) gilid ng pulso na ito, at nagbabago ang estado ng mga output ng DD2 (ang impormasyong nabasa mula sa input D ay lilitaw sa output Q). Tinatanggal nito ang posibilidad ng paglitaw ng isang pulso sa pag-unlock batay sa bawat isa sa mga transistors VT1, VT2 nang dalawang beses sa isang panahon. Sa katunayan, habang ang antas ng pulso sa input ng trigger DD2 ay hindi nagbago, ang estado ng mga output nito ay hindi magbabago. Samakatuwid, ang pulso ay ipinadala sa output ng microcircuit sa pamamagitan ng isa sa mga channel, halimbawa, ang itaas (DD3, DD5, VT1). Kapag natapos ang pulso sa input C, i-trigger ang mga switch ng DD2, i-lock ang itaas at i-unlock ang lower channel (DD4, DD6, VT2). Samakatuwid, ang susunod na pulso na darating sa input C at input DD5, DD6 ay ipapadala sa output ng microcircuit sa pamamagitan ng mas mababang channel. Kaya, ang bawat isa sa mga output pulse ng elemento DD1 kasama ang negatibong gilid nito ay nagpapalit ng trigger na DD2 at binabago nito ang channel para sa susunod na pulso. Samakatuwid, sa reference na materyal para sa control microcircuit, ipinahiwatig na ang arkitektura ng microcircuit ay nagbibigay ng pagsugpo ng isang double pulse, i.e. inaalis ang hitsura ng dalawang pulso sa pag-unlock batay sa parehong transistor sa isang panahon.
Isaalang-alang natin nang detalyado ang isang panahon ng pagpapatakbo ng digital na landas ng microcircuit.
Ang hitsura ng isang pulso sa pag-unlock batay sa output transistor ng upper (VT1) o mas mababang (VT2) na channel ay tinutukoy ng lohika ng mga elemento DD5, DD6 ("2OR-NOT") at ang estado ng mga elemento DD3, DD4 ("2-AT"), na, naman, ay tinutukoy ng estado ng trigger na DD2.
Ang lohika ng 2-OR-NOT na elemento, tulad ng alam mo, ay ang isang mataas na antas ng boltahe (lohikal 1) ay lilitaw sa output ng naturang elemento sa tanging kaso kung mayroong mababang antas ng boltahe (lohikal na 0) sa parehong ng mga input nito. Sa iba pang posibleng kumbinasyon ng mga input signal, ang output ng elemento 2 O HINDI ay may mababang antas ng boltahe (logical 0). Samakatuwid, kung sa output Q ng trigger DD2 mayroong isang lohikal na 1 (sandali ti ng diagram 5 sa Fig. 13), at sa output /Q - logical 0, kung gayon ang parehong mga input ng elementong DD3 (2I) ay magkakaroon ng lohikal 1 at, samakatuwid, lohikal na 1 ay lilitaw sa output DD3, at samakatuwid sa isa sa mga input ng elementong DD5 (2OR-NOT) ng itaas na channel. Samakatuwid, anuman ang antas ng signal na darating sa pangalawang input ng elementong ito mula sa output ng elementong DD1, ang output state ng DD5 ay magiging lohikal na O, at ang transistor VT1 ay mananatili sa closed state. Ang estado ng output ng elemento ng DD4 ay magiging lohikal na 0, dahil Ang lohikal na 0 ay naroroon sa isa sa mga input na DD4, na nanggagaling doon mula sa output /Q trigger na DD2. Ang logic 0 mula sa output ng elementong DD4 ay pinapakain sa isa sa mga input ng elementong DD6 at pinapayagan ang pulso na dumaan sa mas mababang channel. Ang pulso ng positibong polarity (lohikal na 1) ay lilitaw sa output ng DD6, at samakatuwid ay batay sa VT2 para sa oras ng pag-pause sa pagitan ng mga output pulse ng elementong DD1 (i.e. para sa oras na mayroong lohikal na 0 sa output. ng DD1 - ang interval trt2 ng diagram 5 Fig. 13). Samakatuwid, bubukas ang VT2 transistor at lumilitaw ang isang pulso sa kolektor nito na may pababang pag-akyat mula sa positibong antas (sa kaso ng pag-on ayon sa karaniwang emitter circuit).
Ang simula ng susunod na output pulse ng elemento ng DD1 (sandali t2 ng diagram 5 sa Fig. 13) ay hindi magbabago sa estado ng mga elemento ng digital path ng microcircuit, maliban sa elemento ng DD6, sa output ng kung saan lilitaw ang isang lohikal na 0, at samakatuwid ay magsasara ang transistor VT2. Ang pagkumpleto ng output pulse DD1 (time ta) ay magbabago sa estado ng mga output ng trigger DD2 sa kabaligtaran (logic 0 - output Q, logic 1 - output /Q). Samakatuwid, ang estado ng mga output ng mga elemento DD3, DD4 ay magbabago (sa output ng DD3 - logical 0, sa output ng DD4 - logical 1). Ang pause na nagsimula sa sandaling ito! 3 sa output ng elementong DD1 ay gagawing posible na buksan ang transistor VT1 ng itaas na channel. Ang lohika 0 sa output ng elemento ng DD3 ay "kukumpirmahin" ang posibilidad na ito, na gagawing isang tunay na hitsura ng isang pulso sa pag-unlock batay sa transistor VT1. Ang salpok na ito ay tumatagal hanggang sa sandaling U, pagkatapos ay magsara ang VT1 at ang mga proseso ay paulit-ulit.
Kaya, ang pangunahing ideya ng pagpapatakbo ng digital path ng microcircuit ay ang tagal ng output pulse sa mga pin 8 at 11 (o sa mga pin 9 at 10) ay tinutukoy ng tagal ng pag-pause sa pagitan ng output pulses ng DD1 elemento. Tinutukoy ng mga elementong DD3, DD4 ang channel para sa pagpasa ng pulso sa signal mababang antas, ang hitsura nito ay pumapalit sa mga output Q at /Q ng flip-flop DD2, na kinokontrol ng parehong elementong DD1. Ang mga elementong DD5, DD6 ay mababang antas ng pagtutugma ng mga circuit.
Upang makumpleto ang paglalarawan ng pag-andar ng microcircuit, isa pang mahalagang tampok ang dapat tandaan. Tulad ng makikita mula sa functional diagram sa figure, ang mga input ng mga elemento DD3, DD4 ay pinagsama at dinala sa pin 13 ng microcircuit. Samakatuwid, kung ang isang lohikal na 1 ay inilapat sa pin 13, ang mga elementong DD3, DD4 ay gagana bilang mga repeater ng impormasyon mula sa mga output Q at /Q ng trigger na DD2. Sa kasong ito, ang mga elemento ng DD5, DD6 at transistors VT1, VT2 ay lilipat sa isang phase shift ng kalahating panahon, na tinitiyak ang pagpapatakbo ng bahagi ng kapangyarihan ng UPS, na binuo sa isang push-pull half-bridge circuit. Kung ang isang lohikal na 0 ay inilapat sa pin 13, kung gayon ang mga elemento na DD3, DD4 ay mai-block, i.e. ang estado ng mga output ng mga elementong ito ay hindi magbabago (constant logic 0). Samakatuwid, ang mga pulso ng output ng elementong DD1 ay makakaapekto sa mga elementong DD5, DD6 nang pantay. Ang mga elementong DD5, DD6, at samakatuwid ang mga output transistors na VT1, VT2, ay lilipat nang walang phase shift (sabay-sabay). ganyan mode ng pagtatrabaho ang control microcircuit ay ginagamit kung ang power part ng UPS ay ginawa ayon sa isang single-cycle scheme. Sa kasong ito, ang mga collectors at emitters ng parehong output transistors ng microcircuit ay pinagsama para sa layunin ng amplification.
Bilang isang "mahirap" na lohikal na yunit sa mga push-pull circuit, ang output boltahe ay ginagamit
ang panloob na mapagkukunan ng Uref microcircuit (pin 13 ng microcircuit ay pinagsama sa pin 14).
Ngayon isaalang-alang ang pagpapatakbo ng analog path ng microcircuit.
Ang estado ng output DD1 ay tinutukoy ng output signal ng PWM comparator DA2 (diagram 4) na ibinibigay sa isa sa mga input na DD1. Ang output signal ng comparator DA1 (diagram 2), na ibinibigay sa pangalawang input DD1, ay hindi nakakaapekto sa estado ng output DD1 sa normal na operasyon, na tinutukoy ng mas malawak na output pulses ng PWM comparator DA2.
Bilang karagdagan, makikita ito mula sa mga diagram sa Fig. 13 na may mga pagbabago sa antas ng boltahe sa non-inverting input ng PWM comparator (diagram 3), ang lapad ng output pulses ng microcircuit (diagram 12, 13 ) ay magbabago nang proporsyonal. Sa normal na operasyon, ang antas ng boltahe sa non-inverting input ng PWM comparator DA2 ay tinutukoy lamang ng output voltage ng error amplifier DA3 (dahil ito ay lumampas sa output voltage ng DA4 amplifier), na depende sa antas ng signal ng feedback sa non-inverting input nito (pin 1 ng microcircuit). Samakatuwid, kapag ang isang feedback signal ay inilapat sa pin 1 ng microcircuit, ang lapad ng output control pulses ay magbabago sa proporsyon sa pagbabago sa antas ng feedback signal na ito, na, sa turn, ay nagbabago sa proporsyon sa mga pagbabago sa UPS antas ng boltahe ng output, dahil. ang feedback ay nagsisimula mula doon.
Ang mga agwat ng oras sa pagitan ng mga output pulse sa mga pin 8 at 11 ng microcircuit, kapag ang parehong output transistors VT1 at VT2 ay sarado, ay tinatawag na "mga patay na zone".
Ang DA1 comparator ay tinatawag na "dead zone" comparator, dahil ito ay tumutukoy sa pinakamababang posibleng tagal. Ipaliwanag natin ito nang mas detalyado.
Ito ay sumusunod mula sa mga timing diagram sa Fig. 13 na kung ang lapad ng output pulses ng PWM comparator DA2 ay bumaba para sa ilang kadahilanan, pagkatapos ay simula sa isang tiyak na lapad ng mga pulse na ito, ang output pulses ng comparator DA1 ay magiging mas malawak kaysa sa output pulses ng PWM comparator DA2 at magsisimulang matukoy ang output state ng logic element DD1, at samakatuwid. ang lapad ng output pulses ng microcircuit. Sa madaling salita, nililimitahan ng comparator DA1 ang lapad ng mga output pulse ng microcircuit sa isang tiyak na pinakamataas na antas. Ang antas ng limitasyon ay tinutukoy ng potensyal sa hindi nag-imbento na input ng DA1 comparator (pin 4 ng microcircuit) sa steady state. Gayunpaman, sa kabilang banda, ang potensyal sa pin 4 ay tutukoy sa hanay ng pagsasaayos ng lapad ng mga output pulse ng microcircuit. Habang tumataas ang potensyal sa pin 4, lumiliit ang hanay na ito. Ang pinakamalawak na hanay ng pagsasaayos ay nakukuha kapag ang potensyal sa pin 4 ay 0.
Gayunpaman, sa kasong ito, may panganib na ang lapad ng "dead zone" ay maaaring maging katumbas ng 0 (halimbawa, sa kaso ng isang makabuluhang pagtaas sa kasalukuyang iginuhit mula sa UPS). Nangangahulugan ito na ang mga pulso ng kontrol sa mga pin 8 at 11 ng microcircuit ay direktang susundan ng isa-isa. Samakatuwid, maaaring mangyari ang isang sitwasyong kilala bilang "rack breakdown". Ito ay ipinaliwanag sa pamamagitan ng pagkawalang-galaw ng mga transistors ng kapangyarihan ng inverter, na hindi maaaring magbukas at magsara kaagad. Samakatuwid, kung sa parehong oras ang isang blocking signal ay inilapat sa base ng dating bukas na transistor, at isang unlocking signal ay inilapat sa base ng closed transistor (i.e., na may zero na "dead zone"), kung gayon ang isang sitwasyon ay bumangon kapag ang isang transistor ay hindi pa nakasara, at ang isa ay nakabukas na. Pagkatapos ang isang breakdown ay nangyayari sa kahabaan ng transistor rack ng kalahating tulay, na binubuo sa daloy ng sa pamamagitan ng kasalukuyang sa pamamagitan ng parehong transistors. Ang kasalukuyang ito, tulad ng makikita mula sa diagram sa Fig. 5 ay lumalampas sa pangunahing paikot-ikot ng power transformer at halos hindi pinaghihigpitan. Ang kasalukuyang proteksyon sa kasong ito ay hindi gumagana, dahil. kasalukuyang hindi dumadaloy sa kasalukuyang sensor (hindi ipinapakita sa diagram; ang disenyo at prinsipyo ng pagpapatakbo ng kasalukuyang mga sensor na ginamit ay tatalakayin nang detalyado sa mga susunod na seksyon), na nangangahulugan na ang sensor na ito ay hindi maaaring magbigay ng signal sa control circuit. Samakatuwid, ang through current ay umaabot sa napakalaking halaga sa napakaikling panahon. Ito ay humahantong sa isang matalim na pagtaas sa kapangyarihan na inilabas sa parehong mga transistor ng kapangyarihan at ang kanilang halos madalian na pagkabigo (bilang isang panuntunan, isang pagkasira). Bilang karagdagan, ang mga power rectifier bridge diodes ay maaaring hindi paganahin ng isang through current surge. Ang prosesong ito ay nagtatapos sa pag-ihip ng fuse ng mains, na, dahil sa pagkawalang-galaw nito, ay walang oras upang protektahan ang mga elemento ng circuit, ngunit pinoprotektahan lamang ang pangunahing network mula sa labis na karga.
Samakatuwid, ang control boltahe; na ibinibigay sa mga base ng mga transistor ng kapangyarihan ay dapat na mabuo sa paraang una ang isa sa mga transistor na ito ay mapagkakatiwalaang sarado, at pagkatapos lamang ang isa ay magbubukas. Sa madaling salita, sa pagitan ng mga control pulse na inilapat sa mga base ng power transistors, dapat mayroong time shift, hindi sero("dead zone"). Ang pinakamababang pinahihintulutang tagal ng "dead zone" ay tinutukoy ng inertia ng mga transistors na ginagamit bilang mga switch ng kuryente.
Ang arkitektura ng microcircuit ay nagpapahintulot sa iyo na ayusin ang halaga ng pinakamababang tagal ng "dead zone" gamit ang potensyal sa pin 4 ng microcircuit. Ang potensyal na ito ay itinakda gamit ang isang panlabas na divider na konektado sa output boltahe bus ng panloob na pinagmumulan ng sanggunian ng Uref chip.
Sa ilang bersyon ng UPS, hindi available ang naturang divider. Nangangahulugan ito na pagkatapos makumpleto ang proseso ng malambot na pagsisimula (tingnan sa ibaba), ang potensyal sa pin 4 ng microcircuit ay magiging katumbas ng 0. Sa mga kasong ito, ang pinakamababang posibleng tagal ng "dead zone" ay hindi pa rin magiging katumbas ng 0, ngunit matutukoy ng panloob na pinagmumulan ng boltahe DA7 (0, 1B), na konektado sa non-inverting input ng comparator DA1 kasama ang positibong poste nito, at sa pin 4 ng microcircuit - negatibo. Kaya, dahil sa pagsasama ng source na ito, ang lapad ng output pulse ng DA1 comparator, at samakatuwid ang lapad ng "dead zone", sa ilalim ng anumang pagkakataon ay maaaring maging katumbas ng 0, na nangangahulugang "breakdown sa kahabaan ng rack" sa panimula ay magiging imposible. Sa madaling salita, ang arkitektura ng microcircuit ay may limitasyon sa maximum na tagal ng output pulse nito (ang pinakamababang tagal ng "dead zone"). Kung mayroong isang divider na konektado sa pin 4 ng microcircuit, pagkatapos pagkatapos ng isang malambot na pagsisimula, ang potensyal ng pin na ito ay hindi katumbas ng 0, kaya ang lapad ng mga output pulse ng comparator DA1 ay tinutukoy hindi lamang ng panloob na mapagkukunan DA7 , ngunit din sa pamamagitan ng natitirang (pagkatapos makumpleto ang proseso ng malambot na pagsisimula) na potensyal sa pin 4. Gayunpaman sa kasong ito, tulad ng nabanggit sa itaas, ang dynamic na hanay ng pagsasaayos ng lapad ng PWM comparator DA2 ay nagpapaliit.
SIMULAANG SCHEME
Ang start circuit ay idinisenyo upang makakuha ng boltahe na maaaring magamit upang paganahin ang control microcircuit upang simulan ito pagkatapos na ang IVP ay konektado sa mga mains. Samakatuwid, ang pagsisimula ay nangangahulugan ng pagsisimula ng control microcircuit sa unang lugar, nang walang normal na paggana kung saan imposible ang pagpapatakbo ng power unit at ang buong circuit ng UPS sa kabuuan.
Ang launch circuit ay maaaring itayo sa dalawang magkaibang paraan:
na may self-excitation;
na may sapilitang pagpapasigla.
Ang self-excited circuit ay ginagamit, halimbawa, sa GT-150W UPS (Fig. 14). Ang rectified mains voltage Uep ay ibinibigay sa resistive divider R5, R3, R6, R4, na siyang base para sa parehong power key transistors Q1, Q2. Samakatuwid, sa pamamagitan ng mga transistors, sa ilalim ng impluwensya ng kabuuang boltahe sa mga capacitor C5, C6 (Uep), ang base kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy sa circuit (+) C5 - R5 - R7 - 6-e Q1 - R6 - R8 - 6-e Q2 - "common wire" ng primary side - (-)C6.
Ang parehong mga transistor ay bahagyang binuksan ng kasalukuyang ito. Bilang isang resulta, ang mga alon ng magkasalungat na direksyon ay nagsisimulang dumaloy sa mga seksyon ng kolektor-emitter ng parehong mga transistor sa mga circuit:
sa pamamagitan ng Q1: (+) C5 - bus + 310 V - k-e Q1 - 5-6 T1 -1-2 T2-C9- (-) C5.
sa pamamagitan ng Q2: (+) C6 - C9 - 2-1 T2 - 6-5 T1 - to-e Q2 - "common wire" ng primary side - (-) C6.
Figure 14. GT-150W self-excited startup diagram.
Kung ang parehong mga alon na dumadaloy sa karagdagang (pagsisimula) ay lumiliko sa 5-6 T1 sa magkasalungat na direksyon ay pantay, kung gayon ang nagreresultang kasalukuyang ay magiging 0, at ang circuit ay hindi makakapagsimula.
Gayunpaman, dahil sa teknolohikal na pagkalat ng kasalukuyang mga natamo ng mga transistor Q1, Q2, ang isa sa mga alon na ito ay palaging mas malaki kaysa sa isa, dahil Ang mga transistor ay bukas sa iba't ibang antas. Samakatuwid, ang nagreresultang kasalukuyang sa pamamagitan ng mga liko 5-6 T1 ay hindi katumbas ng 0 at may isang direksyon o iba pa. Ipagpalagay na ang kasalukuyang nangingibabaw sa pamamagitan ng transistor Q1 (ibig sabihin, ang Q1 ay mas bukas kaysa sa Q2), at samakatuwid ang kasalukuyang dumadaloy sa direksyon mula sa pin 5 hanggang sa pin 6 ng T1. Ang karagdagang pangangatwiran ay batay sa palagay na ito.
Gayunpaman, sa pagiging patas, dapat tandaan na ang kasalukuyang sa pamamagitan ng transistor Q2 ay maaari ding maging nangingibabaw, at pagkatapos ang lahat ng mga proseso na inilarawan sa ibaba ay tumutukoy sa transistor Q2.
Ang daloy ng kasalukuyang sa pamamagitan ng mga liko 5-6 T1 ay nagiging sanhi ng hitsura ng isang EMF ng mutual induction sa lahat ng windings ng control transpormer T1. Sa kasong ito, (+) EMF ay nangyayari sa pin 4 na may kaugnayan sa pin 5, at sa ilalim ng impluwensya ng EMF na ito, isang karagdagang kasalukuyang nagbubukas nito ay dumadaloy sa circuit patungo sa Q1 base: 4 T1 - D7-R9-R7-6 -3 Q1 - 5 T1.
Kasabay nito, lumilitaw ang isang (-) EMF sa terminal 7 ng T1 na may kaugnayan sa terminal 8, i.e. ang polarity ng emf na ito ay lumalabas na humaharang para sa Q2 at ito ay nagsasara. Susunod ang positive feedback (POS). Ang pagkilos nito ay nakasalalay sa katotohanan na sa pagtaas ng kasalukuyang sa pamamagitan ng seksyon ng kolektor-emitter Q1 at lumiliko sa 5-6 T1, ang pagtaas ng EMF ay kumikilos sa paikot-ikot na 4-5 T1, na, na lumilikha ng karagdagang base kasalukuyang para sa Q1, nagbubukas nito higit pa. Ang prosesong ito ay bubuo na parang avalanche (napakabilis) at humahantong sa kumpletong pagbubukas ng Q1 at pag-lock ng Q2. Sa pamamagitan ng bukas na Q1 at ang pangunahing paikot-ikot na 1-2 ng power pulse transpormer T2, ang isang linearly na pagtaas ng kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy, na nagiging sanhi ng paglitaw ng isang EMF pulse ng mutual induction sa lahat ng windings T2. Ang impulse mula sa winding 7-5 T2 ay sinisingil ang storage tank C22. Lumilitaw ang isang boltahe sa C22, na ibinibigay bilang power supply sa pin 12 ng control chip IC1 ng uri ng TL494 at sa pagtutugma ng yugto. Ang microcircuit ay nagsisimula at bumubuo ng mga hugis-parihaba na pagkakasunud-sunod ng mga pulso sa mga terminal nito 11, 8, kung saan ang power switch Q1, Q2 ay nagsisimulang lumipat sa pagtutugma ng yugto (Q3, Q4, T1). Sa lahat ng windings ng power transpormer T2, lumilitaw ang pulsed EMF ng nominal na antas. Kasabay nito, ang EMF mula sa windings 3-5 at 7-5 ay patuloy na nagpapakain ng C22, na pinapanatili ang isang pare-parehong antas ng boltahe dito (mga + 27V). Sa madaling salita, ang microcircuit ay nagsisimula sa kapangyarihan mismo kasama ang singsing ng feedback (self-feeding). Ang bloke ay napupunta sa operasyon. Ang supply boltahe ng microcircuit at ang pagtutugma ng yugto ay pantulong, ito ay kumikilos lamang sa loob ng bloke at karaniwang tinatawag na Upom.
Maaaring may ilang pagkakaiba-iba ang circuit na ito, tulad ng, halimbawa, sa LPS-02-150XT switching power supply (made in Taiwan) para sa Mazovia CM1914 computer (Fig. 15). Sa pamamaraang ito, ang paunang impetus para sa pagbuo ng proseso ng pagsisimula ay nakuha gamit ang isang hiwalay na half-wave rectifier D1, C7, na nagpapakain sa resistive divider na pangunahing para sa mga power switch sa unang positibong kalahating cycle ng network. . Pinapabilis nito ang proseso ng pagsisimula, bilang ang paunang pag-unlock ng isa sa mga susi ay nangyayari kasabay ng pagsingil ng mga high-capacity smoothing capacitor. Ang natitirang bahagi ng circuit ay gumagana nang katulad sa isa na tinalakay sa itaas.
Figure 15. Starting circuit na may self-excitation sa switching power supply LPS-02-150XT
Ang ganitong pamamaraan ay ginagamit, halimbawa, sa PS-200B UPS mula sa LING YIN GROUP (Taiwan).
Ang pangunahing paikot-ikot ng espesyal na panimulang transpormer T1 ay inililipat sa kalahati ng boltahe ng mains (sa isang nominal na halaga ng 220V) o sa buong boltahe (sa isang nominal na halaga ng 110V). Ginagawa ito mula sa mga pagsasaalang-alang na ang amplitude AC boltahe sa pangalawang paikot-ikot na T1 ay hindi nakasalalay sa nominal na halaga ng network ng supply. Sa pamamagitan ng pangunahing paikot-ikot na T1, kapag ang UPS ay naka-on, isang alternating current ang dumadaloy sa network. Sa pangalawang paikot-ikot na 3-4 T1, samakatuwid, ang isang variable na sinusoidal EMF ay sapilitan sa dalas ng supply network. Ang kasalukuyang dumadaloy sa ilalim ng impluwensya ng EMF na ito ay itinutuwid ng isang espesyal na circuit ng tulay sa mga diode D3-D6 at pinalabas ng kapasitor C26. Ang isang pare-parehong boltahe na humigit-kumulang 10-11V ay inilalaan sa C26, na ibinibigay bilang power supply sa pin 12 ng U1 control chip ng uri ng TL494 at sa pagtutugma ng yugto. Kaayon ng prosesong ito, ang mga capacitor ng smoothing filter ay sinisingil. Samakatuwid, sa oras na inilapat ang kapangyarihan sa microcircuit, pinapagana din ang yugto ng kapangyarihan. Ang microcircuit ay nagsisimula at nagsisimulang bumuo ng mga pagkakasunud-sunod ng mga parihabang pulso sa mga output nito 8, 11, kung saan ang mga power switch ay nagsisimulang lumipat sa pagtutugma ng kaskad. Bilang resulta, lumilitaw ang mga boltahe ng output ng bloke. Matapos ipasok ang self-feeding mode, ang microcircuit ay ginawa mula sa +12V output voltage bus sa pamamagitan ng decoupling diode D8. Dahil ang self-feeding boltahe na ito ay bahagyang mas mataas kaysa sa output boltahe ng D3-D5 rectifier, ang mga diode ng panimulang rectifier na ito ay naharang, at hindi na ito nakakaapekto sa pagpapatakbo ng circuit.
Ang pangangailangan para sa feedback sa pamamagitan ng diode D8 ay opsyonal. Sa mga circuit ng ilang mga UPS, kung saan ginagamit ang sapilitang paggulo, walang ganoong koneksyon. Ang control microcircuit at ang pagtutugma ng yugto ay pinapagana mula sa output ng panimulang rectifier sa buong oras ng operasyon. Gayunpaman, ang ripple level sa Upom bus sa kasong ito ay medyo mas mataas kaysa kapag ang microcircuit ay pinapagana mula sa +12V output voltage bus.
Summarizing ang paglalarawan ng mga scheme ng paglulunsad, maaari nating tandaan ang mga pangunahing tampok ng kanilang pagtatayo. Sa self-excited circuit, ang mga power transistors ay unang inililipat, na nagreresulta sa hitsura ng supply boltahe ng Upom microcircuit. Sa isang sapilitang circuit ng paggulo, unang nakuha ang Upom, at bilang isang resulta, ang mga transistor ng kapangyarihan ay inililipat. Bilang karagdagan, sa mga self-excited na circuit, ang boltahe ng Upom ay kadalasang nasa paligid ng +26V, at sa mga forced-excitation circuit, karaniwan itong nasa paligid ng +12V.
Ang forced excitation circuit (na may hiwalay na transpormer) ay ipinapakita sa Fig. 16.
Figure 16. Scheme ng pagsisimula sa sapilitang paggulo ng switching power supply PS-200B (LING YIN GROUP).
MATCHING CASCADE
Ang isang pagtutugma na yugto ay ginagamit upang itugma at i-decouple ang isang malakas na yugto ng output mula sa mga low-power na control circuit.
Ang mga praktikal na scheme para sa pagbuo ng isang pagtutugma ng yugto sa iba't ibang mga UPS ay maaaring nahahati sa dalawang pangunahing mga pagpipilian:
bersyon ng transistor, kung saan ginagamit ang mga panlabas na discrete transistor bilang mga susi;
transistorless na bersyon, kung saan ang mga output transistors ng control chip mismo VT1, VT2 (sa pinagsamang disenyo) ay ginagamit bilang mga susi.
Bilang karagdagan, ang isa pang tampok kung saan maaaring mauri ang pagtutugma ng mga yugto ay ang paraan ng pagkontrol ng power transistors ng isang half-bridge inverter. Sa batayan na ito, ang lahat ng tumutugmang cascades ay maaaring nahahati sa:
mga cascades na may karaniwang kontrol, kung saan ang parehong mga transistor ng kapangyarihan ay kinokontrol gamit ang isang control transpormer na karaniwan sa kanila, na may isang pangunahin at dalawang pangalawang paikot-ikot;
cascades na may hiwalay na kontrol, kung saan ang bawat isa sa mga power transistors ay kinokontrol gamit ang isang hiwalay na transpormer, i.e. mayroong dalawang control transformer sa pagtutugma ng yugto.
Batay sa parehong klasipikasyon, ang yugto ng pagtutugma ay maaaring isagawa sa isa sa apat na paraan:
transistor na may karaniwang kontrol;
transistorized na may hiwalay na kontrol;
transistorless na may karaniwang kontrol;
transistorless na may hiwalay na kontrol.
Ang mga yugto ng transistor na may hiwalay na kontrol ay bihirang ginagamit, o hindi ginagamit. Ang mga may-akda ay hindi nagkaroon ng pagkakataon na makatagpo ng tulad ng isang sagisag ng pagtutugma ng kaskad. Ang iba pang tatlong mga pagpipilian ay mas karaniwan.
Sa lahat ng mga variant, ang komunikasyon sa yugto ng kapangyarihan ay isinasagawa ng isang paraan ng transpormer.
Sa kasong ito, ang transpormer ay gumaganap ng dalawang pangunahing pag-andar: kasalukuyang amplification ng control signal (dahil sa boltahe attenuation) at galvanic isolation. Ang galvanic isolation ay kinakailangan dahil ang control chip at ang pagtutugma ng yugto ay nasa pangalawang bahagi, at ang power stage ay nasa pangunahing bahagi ng UPS.
Isaalang-alang natin ang pagpapatakbo ng bawat isa sa mga nabanggit na variant ng pagtutugma ng yugto gamit ang mga partikular na halimbawa.
Sa isang transistor circuit na may isang karaniwang kontrol, ang isang push-pull transformer power preamplifier batay sa mga transistor Q3 at Q4 ay ginagamit bilang isang yugto ng pagtutugma (Larawan 17).
Figure 17. Pagtutugma ng yugto ng switching power supply KYP-150W (transistor circuit na may karaniwang kontrol).
Figure 18. Ang tunay na hugis ng mga pulso sa mga kolektor
Ang mga alon sa pamamagitan ng diodes D7 at D9, na dumadaloy sa ilalim ng impluwensya ng magnetic energy na nakaimbak sa core DT, ay may anyo ng isang nagpapababang exponential. Sa core ng DT, sa panahon ng pag-agos ng mga alon sa pamamagitan ng mga diode D7 at D9, ang isang pagbabago (nababawasan) magnetic flux ay kumikilos, na nagiging sanhi ng paglitaw ng mga pulso ng EMF sa mga pangalawang windings nito.
Tinatanggal ng Diode D8 ang impluwensya ng pagtutugma ng yugto sa control chip sa pamamagitan ng isang karaniwang power bus.
Ang isa pang uri ng transistor matching stage na may pangkalahatang kontrol ay ginagamit sa ESAN ESP-1003R switching power supply (Fig. 19). Ang unang tampok ng pagpipiliang ito ay ang output transistors VT1, VT2 ng microcircuit ay kasama bilang mga tagasunod ng emitter. Ang mga signal ng output ay kinuha mula sa mga pin 9, 10 ng microcircuit. Ang mga resistors R17, R16 at R15, R14 ay ang mga naglo-load ng emitter ng transistors VT1 at VT2, ayon sa pagkakabanggit. Ang parehong mga resistor ay bumubuo ng mga pangunahing divider para sa mga transistors Q3, Q4, na nagpapatakbo sa key mode. Ang mga Capacitances C13 at C12 ay pinipilit at tumutulong upang mapabilis ang mga proseso ng paglipat ng mga transistor Q3, Q4. Pangalawa katangian na tampok Ang kaskad na ito ay ang pangunahing paikot-ikot ng control transformer DT ay walang output mula sa midpoint at konektado sa pagitan ng mga collectors ng transistors Q3, Q4. Kapag bumukas ang output transistor VT1 ng control chip, lumalabas na pinapagana ito ng boltahe ng Upom, ang divider R17, R16, na siyang base para sa transistor Q3. Samakatuwid, ang kasalukuyang daloy sa pamamagitan ng control transition Q3 at ito ay bubukas. Ang pagpabilis ng prosesong ito ay pinadali ng pagpilit na kapasidad C13, na nagbibigay ng supply ng kasalukuyang pag-unlock sa Q3 base, na 2-2.5 beses na mas mataas kaysa sa steady-state na halaga. Ang resulta ng pagbubukas ng Q3 ay ang pangunahing paikot-ikot na 1-2 DT ay konektado sa katawan kasama ang terminal 1 nito. Dahil ang pangalawang transistor Q4 ay naka-lock, ang pagtaas ng kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy sa pangunahing paikot-ikot na DT sa pamamagitan ng circuit: Upom - R11 - 2-1 DT - to-e Q3 - pabahay.
Figure 19. ESP-1003R switching power supply matching stage ESAN ELECTRONIC CO., LTD (common control transistor circuit).
Ang mga parihabang pulso ng EMF ay lumilitaw sa pangalawang windings 3-4 at 5-6 DT. Ang direksyon ng paikot-ikot ng pangalawang paikot-ikot na DT ay iba. Samakatuwid, ang isa sa mga power transistors (hindi ipinapakita sa diagram) ay makakatanggap ng isang pambungad na base pulse, at ang isa ay makakatanggap ng isang pagsasara. Kapag ang VT1 ng control chip ay biglang nagsasara, ang Q3 ay nagsasara din pagkatapos nito. Ang pagpabilis ng proseso ng pagsasara ay pinadali ng pagpilit na kapasidad C13, ang boltahe na inilalapat sa Q3 base-emitter junction sa pagsasara ng polarity. Pagkatapos ay ang "patay na zone" ay nagpapatuloy, kapag ang parehong output transistors ng microcircuit ay sarado. Susunod, bubukas ang output transistor VT2, na nangangahulugan na ang divider R15, R14, ang base para sa pangalawang transistor Q4, ay lumalabas na pinapagana ng boltahe ng Upom. Samakatuwid, ang Q4 ay bubukas at ang pangunahing paikot-ikot na 1-2 DT ay lumalabas na konektado sa katawan kasama ang kabilang dulo nito (pin 2), samakatuwid, ang pagtaas ng kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy dito sa direksyon na kabaligtaran sa nakaraang kaso sa kahabaan ng circuit : Upom -R10- 1-2 DT - to-e Q4 - "frame".
Samakatuwid, ang polarity ng mga pulso sa pangalawang windings ng DT ay nagbabago, at ang pagbubukas ng pulso ay tatanggap ng pangalawang power transistor, at sa batayan ng una, ang pagsasara ng polarity pulse ay kikilos. Kapag ang VT2 ng control chip ay biglang nagsasara, ang Q4 ay nagsasara din pagkatapos nito (gamit ang boost capacitance C12). Pagkatapos ang "patay na zone" ay nagpapatuloy muli, pagkatapos kung saan ang mga proseso ay paulit-ulit.
Kaya, ang pangunahing ideya sa likod ng pagpapatakbo ng kaskad na ito ay ang isang variable na magnetic flux sa DT core ay maaaring makuha dahil sa ang katunayan na ang pangunahing paikot-ikot na DT ay konektado sa kaso na may isa o iba pang mga dulo nito. Samakatuwid, ang isang alternating current ay dumadaloy dito nang walang pare-parehong bahagi na may unipolar na supply.
Sa mga transistorless na bersyon ng pagtutugma ng mga yugto ng UPS, bilang mga transistor ng pagtutugma ng yugto, tulad ng nabanggit kanina, ang mga output transistors VT1, VT2 ng control microcircuit ay ginagamit. Sa kasong ito, walang mga discrete transistors ng pagtutugma ng yugto.
Ang isang karaniwang control transistorless circuit ay ginagamit, halimbawa, sa PS-200V UPS circuit. Ang mga output transistors ng VT1, VT2 microcircuit ay na-load kasama ang mga collectors sa pamamagitan ng pangunahing half-windings ng DT transpormer (Larawan 20). Ang kapangyarihan ay inilalapat sa gitnang punto ng pangunahing paikot-ikot na DT.
Figure 20. Pagtutugma ng yugto ng PS-200B switching power supply (transistorless circuit na may karaniwang kontrol).
Kapag bumukas ang transistor VT1, ang tumataas na kasalukuyang dumadaloy sa transistor na ito at kalahating paikot-ikot na 1-2 ng control transformer DT. Ang mga control pulse ay lumilitaw sa pangalawang windings ng DT, na may ganitong polarity na ang isa sa mga power transistors ng inverter ay bubukas at ang isa ay nagsasara. Sa dulo ng pulso, ang VT1 ay biglang nagsasara, ang kasalukuyang sa pamamagitan ng kalahating paikot-ikot na 1-2 DT ay tumitigil sa pag-agos, samakatuwid, ang EMF ay nawala sa pangalawang windings ng DT, na humahantong sa pagsasara ng mga transistor ng kapangyarihan. Pagkatapos ay ang "patay na zone" ay nagpapatuloy, kapag ang parehong output transistors VT1, VT2 ng microcircuit ay sarado, at ang kasalukuyang hindi dumadaloy sa pangunahing paikot-ikot na DT. Susunod, bubukas ang transistor VT2, at ang kasalukuyang, pagtaas ng oras, ay dumadaloy sa transistor na ito at ang kalahating paikot-ikot na 2-3 DT. Ang magnetic flux na nilikha ng kasalukuyang ito sa DT core ay may kabaligtaran na direksyon sa nakaraang kaso. Samakatuwid, sa pangalawang windings DT, ang mga EMF ay sapilitan sa polarity na kabaligtaran sa nakaraang kaso. Bilang isang resulta, ang pangalawang transistor ng half-bridge inverter ay bubukas, at sa batayan ng una, ang pulso ay may polarity na nagsasara nito. Kapag ang VT2 ng control chip ay nagsasara, ang kasalukuyang sa pamamagitan nito at ang pangunahing paikot-ikot na DT ay hihinto. Samakatuwid, ang EMF ay nawawala sa pangalawang windings DT, at ang mga power transistors ng inverter ay muling sarado. Pagkatapos ang "patay na zone" ay nagpapatuloy muli, pagkatapos kung saan ang mga proseso ay paulit-ulit.
Ang pangunahing ideya ng pagbuo ng cascade na ito ay ang alternating magnetic flux sa core ng control transformer ay maaaring makuha sa pamamagitan ng pagbibigay ng kapangyarihan sa midpoint ng pangunahing winding ng transpormer na ito. Samakatuwid, ang mga alon ay dumadaloy sa kalahating windings na may ang parehong numero lumiliko sa iba't ibang direksyon. Kapag ang parehong output transistors ng microcircuit ay sarado ("dead zones"), ang magnetic flux sa core DT ay katumbas ng 0. Ang pag-on ng mga transistors sa halili ay nagiging sanhi ng magnetic flux na halili na lumabas sa isa o sa isa pang kalahating paikot-ikot. Ang resultang magnetic flux sa core ay variable.
Ang huling ng mga varieties (transistorless circuit na may hiwalay na kontrol) ay ginagamit, halimbawa, sa Appis computer UPS (Peru). Sa circuit na ito, mayroong dalawang control transformer DT1, DT2, ang pangunahing kalahating windings na kung saan ay collector load para sa output transistors ng microcircuit (Fig. 21). Sa pamamaraang ito, ang bawat isa sa dalawang switch ng kuryente ay kinokontrol sa pamamagitan ng isang hiwalay na transpormer. Ang kapangyarihan ay ibinibigay sa mga kolektor ng mga output transistors ng microcircuit mula sa karaniwang Upom bus sa pamamagitan ng mga midpoint ng pangunahing windings ng mga control transformer DT1, DT2.
Diodes D9, D10 na may kaukulang mga bahagi ng pangunahing windings DT1, DT2 form core demagnetization circuits. Pag-usapan natin ang isyung ito nang mas detalyado.
Figure 21. Pagtutugma ng yugto ng switching power supply na "Appis" (transistorless circuit na may hiwalay na kontrol).
Ang pagtutugma ng yugto (Larawan 21) ay mahalagang dalawang independiyenteng single-cycle forward converter, dahil ang pagbubukas ng kasalukuyang dumadaloy sa base ng power transistor sa panahon ng bukas na estado ng pagtutugma ng transistor, i.e. ang pagtutugma at ang power transistor na konektado dito sa pamamagitan ng transpormer ay bukas sa parehong oras. Sa kasong ito, ang parehong mga transformer ng pulso DT1, DT2 ay nagpapatakbo sa isang pare-pareho ang kasalukuyang bahagi ng pangunahing paikot-ikot, i.e. na may sapilitang magnetization. Kung walang mga espesyal na hakbang ang ginawa upang ma-demagnetize ang mga core, papasok sila ng magnetic saturation sa ilang mga panahon ng pagpapatakbo ng converter, na hahantong sa isang makabuluhang pagbaba sa inductance ng mga pangunahing windings at pagkabigo ng switching transistors VT1, VT2. Isaalang-alang ang mga prosesong nagaganap sa converter sa transistor VT1 at sa transpormer na DT1. Kapag nagbukas ang transistor VT1, ang isang linearly na pagtaas ng kasalukuyang dumadaloy sa pamamagitan nito at ang pangunahing paikot-ikot na 1-2 DT1 sa pamamagitan ng circuit: Upom -2-1 DT1 - to-e VT1 - "case".
Kapag ang pulso sa pag-unlock sa base ng VT1 ay nagtatapos, ito ay biglang nagsasara. Ang kasalukuyang sa pamamagitan ng paikot-ikot na 1-2 DT1 ay humihinto. Gayunpaman, ang EMF sa demagnetizing winding 2-3 DT1 sa parehong oras ay nagbabago ng polarity, at isang demagnetizing core DT1 kasalukuyang dumadaloy sa paikot-ikot na ito at diode D10 sa pamamagitan ng circuit: 2 DT1 - Upom - C9 - "case" - D10-3DT1 .
Ang kasalukuyang ito ay linearly na bumababa, i.e. ang derivative ng magnetic flux sa pamamagitan ng core DT1 ay nagbabago ng sign, at ang core ay demagnetized. Kaya, sa panahon ng reverse cycle na ito, ang labis na enerhiya na nakaimbak sa core DT1 sa panahon ng bukas na estado ng transistor VT1 ay ibinalik sa pinagmulan (ang storage capacitor C9 ng Upom bus ay sinisingil).
Gayunpaman, ang pagpapatupad na ito ng pagtutugma ng yugto ay ang hindi gaanong ginustong, dahil parehong mga transformer DT1, DT2 gumana sa underutilization sa pamamagitan ng induction at sa kasalukuyang DC bahagi ng pangunahing paikot-ikot. Ang remagnetization ng mga core DT1, DT2 ay nangyayari ayon sa isang pribadong cycle, na sumasaklaw lamang mga positibong halaga pagtatalaga sa tungkulin. Dahil dito, ang mga magnetic flux sa mga core ay nagiging pulsating, i.e. naglalaman ng isang pare-parehong sangkap. Ito ay humahantong sa overestimated na timbang at laki ng mga parameter ng mga transformer DT1, DT2 at, bilang karagdagan, kumpara sa iba pang mga variant ng pagtutugma ng yugto, dalawang mga transformer ang kinakailangan dito sa halip na isa.
TL494 sa isang kumpletong supply ng kuryente
http://www.radiokot.ru/circuit/power/supply/38/
Mahigit isang taon na ang lumipas mula nang seryoso kong talakayin ang paksa ng mga suplay ng kuryente. Nabasa ko ang magagandang libro ni Marty Brown "Power Sources" at Semenov "Power Electronics". Bilang isang resulta, napansin ko ang maraming mga error sa mga scheme mula sa Internet, at sa Kamakailan lamang at ang nakikita ko lang ay isang malupit na pangungutya sa paborito kong TL494 chip.
Gustung-gusto ko ang TL494 para sa versatility nito, malamang na walang ganoong power supply na hindi maipapatupad dito. SA kasong ito Gusto kong isaalang-alang ang pagpapatupad ng pinaka-kagiliw-giliw na half-bridge topology. Ang kontrol ng half-bridge transistors ay ginawang galvanically isolated, nangangailangan ito ng maraming elemento, sa prinsipyo, isang converter sa loob ng converter. Sa kabila ng katotohanan na mayroong maraming mga driver ng half-bridge, masyadong maaga upang isulat ang paggamit ng isang transpormer (GDT) bilang isang driver, ang pamamaraang ito ay ang pinaka maaasahan. Ang mga driver ng Bootstrap ay sumabog, ngunit hindi ko pa naobserbahan ang pagsabog ng GDT. Ang transpormer ng driver ay isang maginoo na transpormer ng pulso, na kinakalkula gamit ang parehong mga formula bilang transpormer ng kapangyarihan, na isinasaalang-alang ang scheme ng buildup. Kadalasan nakita ko ang paggamit ng mga high power transistors sa GDT drive. Ang mga microcircuit output ay maaaring maghatid ng 200 milliamps ng kasalukuyang, at sa kaso ng isang mahusay na binuo na driver, ito ay marami, personal kong ini-swung ang IRF740 at maging ang IRFP460 sa dalas ng 100 kilohertz. Tingnan natin ang scheme ng driver na ito:
Ang circuit na ito ay konektado sa bawat output winding ng GDT. Ang katotohanan ay sa sandali ng patay na oras, ang pangunahing paikot-ikot ng transpormer ay lumabas na bukas, at ang pangalawang paikot-ikot ay hindi na-load, samakatuwid, ang paglabas ng mga pintuan sa pamamagitan ng paikot-ikot mismo ay tatagal ng napakatagal, ang pagpapakilala ng isang sumusuporta, discharge risistor ay mapipigilan ang gate mula sa pag-charge nang mabilis at makakain ng maraming enerhiya na nasayang. Ang circuit sa figure ay libre mula sa mga pagkukulang na ito. Ang mga front na sinusukat sa isang tunay na layout ay 160ns na tumataas at 120ns na bumabagsak sa gate ng IRF740 transistor.
Ang mga transistor na umakma sa tulay sa buildup ng GDT ay katulad ng pagkakagawa. Ang paggamit ng isang buildup ng tulay ay dahil sa ang katunayan na bago ma-trigger ang tl494 power trigger sa pag-abot sa 7 volts, ang mga output transistors ng microcircuit ay magbubukas, kung ang transpormer ay naka-on, isang push-pool ang magaganap short circuit. Ang tulay ay matatag.
Itinutuwid ng VD6 diode bridge ang boltahe mula sa pangunahing paikot-ikot, at kung lumampas ito sa boltahe ng supply, ibabalik ito sa capacitor C2. Nangyayari ito dahil sa hitsura ng isang reverse boltahe, pareho, ang inductance ng transpormer ay hindi walang katapusan.
Maaaring paandarin ang circuit sa pamamagitan ng isang quenching capacitor, ngayon ang isang 400 volt k73-17 ay gumagana sa 1.6 microfarads. diodes kd522 o mas mahusay kaysa sa 1n4148, ang pagpapalit ng mas malakas na 1n4007 ay posible. Maaaring itayo ang input bridge sa 1n4007 o gumamit ng prefabricated kts407. Sa board, ang kts407 ay nagkamali na ginamit bilang VD6, sa anumang kaso ay hindi dapat ilagay doon, ang tulay na ito ay dapat gawin sa mga high-frequency na diode. Ang VT4 transistor ay maaaring mag-dissipate ng hanggang 2 watts ng init, ngunit ito ay gumaganap ng isang purong proteksiyon na papel, maaari mong gamitin ang kt814. Ang natitirang mga transistor ay kt361, at ang pagpapalit ng low-frequency na kt814 ay lubos na hindi kanais-nais. Ang master oscillator tl494 ay nakatutok dito sa dalas na 200 kilohertz, na nangangahulugan na sa push-pull mode ay nakakakuha tayo ng 100 kilohertz. Pinapaikot namin ang GDT sa isang ferrite ring na 1-2 sentimetro ang lapad. Kawad 0.2-0.3mm. Dapat mayroong sampung beses na higit pang mga pagliko kaysa sa kinakalkula na halaga, ito ay lubos na nagpapabuti sa hugis ng output signal. Ang mas maraming sugat - mas kaunti ang kailangan mong i-load ang GDT na may risistor R2. Nasugatan ko ang 3 windings ng 70 turn sa isang singsing na may panlabas na diameter na 18mm. Ang labis na pagtatantya ng bilang ng mga liko at ang ipinag-uutos na pag-load sa triangular na bahagi ng kasalukuyang ay konektado, bumababa ito sa pagtaas ng mga pagliko, at ang pag-load ay binabawasan lamang ang porsyento na epekto nito. Ang naka-print na circuit board ay naka-attach, ngunit hindi ito lubos na tumutugma sa circuit, ngunit may mga pangunahing bloke dito, kasama ang isang body kit para sa isang error amplifier at isang series stabilizer para sa power supply mula sa transpormer. Ang board ay ginawa para sa pag-install sa seksyon ng power unit board.
Pinatatag na half-bridge switching power supply
1
Diodes sa output na may oras ng pagbawi na hindi hihigit sa 100 ns. Ang mga diode mula sa pamilyang HER (High Efficiency Rectifier) ay nakakatugon sa mga kinakailangang ito. Hindi dapat malito sa Schottky diodes. |
Ang TL494 microcircuit ay nagpapatupad ng functionality ng isang PWM controller at samakatuwid ay madalas na ginagamit upang bumuo ng mga pulsed push-pull power supply (ito ang microcircuit na ito na kadalasang matatagpuan sa mga power supply ng computer).
Ang pagpapalit ng mga power supply ay maihahambing sa mga transformer power supply sa pamamagitan ng mas mataas na kahusayan, pinababang timbang at mga sukat, at mga stable na parameter ng output. Gayunpaman, sa parehong oras, ang mga ito ay pinagmumulan ng panghihimasok sa RF at nagpapataw ng mga espesyal na kinakailangan sa pinakamababang pagkarga (kung wala ito, maaaring hindi magsimula ang PSU).
Ang block diagram ng TL494 ay ang mga sumusunod.
kanin. 1. TL494 block diagram
Ang pagtatalaga ng mga TL494 pin na may kaugnayan sa kaso ay ganito ang hitsura.
kanin. 2. Pin assignment TL494
kanin. 3. Hitsura sa DIP package
Maaaring may iba pang mga pagtatanghal.
Tulad ng mga modernong analogue ay maaaring isaalang-alang:
1. Mga pinahusay na bersyon ng orihinal na chip - TL594 at TL598 (na-optimize ang katumpakan at idinagdag ang isang repeater sa input, ayon sa pagkakabanggit);
2. Mga direktang analogue ng produksyon ng Russia - K1006EU4, KR1114EU4.
Kaya, tulad ng makikita mula sa itaas, ang microcircuit ay hindi pa rin napapanahon at maaaring aktibong magamit sa mga modernong power supply bilang isang pangunahing elemento.
Isa sa mga opsyon para sa switching power supply sa TL494
PSU diagram sa ibaba.
kanin. 4. PSU scheme
Dito, dalawang field-effect transistors ang may pananagutan sa pag-leveling ng kasalukuyang (dapat silang ikabit sa heat sink). Dapat silang pinapagana ng isang hiwalay na mapagkukunan ng DC. Angkop, halimbawa, ay isang modular DC-DC converter, tulad ng TEN 12-2413 o katumbas.
Ang tungkol sa 34 V ay dapat ibigay mula sa output windings ng transpormer (maaaring pagsamahin ang ilan).
kanin. 5. Ang pangalawang opsyon BP
Ang circuit na ito ay nagpapatupad ng power supply unit na may adjustable output voltage (hanggang 30V) at kasalukuyang threshold (hanggang 5A).
Ang isang step-down na transpormer ay gumaganap bilang isang galvanic na paghihiwalay. Ang output ng pangalawang paikot-ikot (o isang hanay ng mga konektadong pangalawang paikot-ikot) ay dapat na mga 40V.
L1 - toroidal choke. VD1 - Schottky diode, na naka-mount sa isang radiator, dahil ito ay kasangkot sa rectification circuit.
Ang mga pares ng resistors R9 at 10, pati na rin ang R3 at 4, ay ginagamit upang maayos ang boltahe at kasalukuyang, ayon sa pagkakabanggit.
Bilang karagdagan sa VD1 diode, ang mga sumusunod ay dapat ilagay sa radiator:
1. Diode bridge (angkop, halimbawa, KBPC 3510);
2. Transistor (Ginamit ang KT827A sa circuit, maaaring magamit ang mga analogue);
3. Shunt (minarkahan ng R12 sa diagram);
4. Throttle (coil L1).
Ang heat sink ay pinakamahusay na hinipan nang pilit gamit ang isang fan (halimbawa, isang 12 cm na palamigan mula sa isang PC).
Ang mga tagapagpahiwatig ng kasalukuyang at boltahe ay maaaring digital (pinakamahusay na kumuha ng mga handa) o analog (kailangan ang pag-calibrate ng scale).
Pangatlong opsyon
kanin. 6. Ang ikatlong opsyon BP
Pangwakas na opsyon sa pagpapatupad.
kanin. 7. Hitsura ng device
Dahil sa ang katunayan na ang TL494 ay may mababang kapangyarihan na built-in na mga pangunahing elemento, ang mga transistor na T3 at 4 ay ginamit upang makatulong na makontrol ang pangunahing transpormer TR2, sila naman, ay pinapagana ng control transpormer TR1 (at ito ay kinokontrol ng mga transistor. T1 at 2). Ito ay lumiliko ang isang uri ng double control cascade.
Manu-manong i-choke ang L5 na sugat sa isang dilaw na singsing (50 pagliko ng copper wire 1.5 mm).
Ang pinakamainit na elemento ay transistors T3 at 4, pati na rin ang diode D15. Dapat silang mai-mount sa mga heat sink (mas mabuti na may airflow).
Ang Inductor L2 ay ginagamit sa circuit para sa pamamasa ng interference ng RF sa isang network ng sambahayan.
Dahil sa ang katunayan na ang TL494 ay hindi maaaring gumana sa mataas na boltahe, ang isang hiwalay na transpormer ay ginagamit upang paganahin ito (Tr3 ay BV EI 382 1189, ang output nito ay 9 V, 500 mA).
Sa ganoong bilang ng mga elemento, ang assembled circuit ay madaling magkasya sa Z4A case, gayunpaman, ang huli ay kailangang bahagyang mabago upang magbigay ng airflow (ang fan ay inilagay sa itaas).
Buong listahan ang mga elemento ay nakalista sa ibaba.
Ang power supply unit ay konektado sa AC mains at nagbibigay ng power na may pare-parehong boltahe sa hanay na 0-30V at isang kasalukuyang higit sa 15A. Ang kasalukuyang at mga limitasyon ng boltahe ay madaling iakma.
Petsa ng publikasyon: 22.01.2018
Opinyon ng mga mambabasa
- Alexander / 04/04/2019 - 08:25
Maaari mo bang ibahagi ang print file? Maaaring sa pamamagitan ng koreo [email protected]
PALITAN ANG POWER SUPPLY SA TL494 AT IR2110
Karamihan sa mga nagko-convert ng boltahe ng automotive at network ay batay sa isang dalubhasang TL494 controller, at dahil ito ang pangunahing isa, hindi magiging patas na hindi maikling pag-usapan ang prinsipyo ng pagpapatakbo nito.
Ang TL494 controller ay isang DIP16 plastic case (may mga opsyon sa isang planar case, ngunit hindi ito ginagamit sa mga disenyong ito). Ang functional diagram ng controller ay ipinapakita sa Fig.1.
Figure 1 - Block diagram ng TL494 chip.
Tulad ng makikita mula sa figure, ang TL494 microcircuit ay may napakahusay na mga control circuit, na ginagawang posible na bumuo ng mga converter sa batayan nito para sa halos anumang mga kinakailangan, ngunit una ng ilang mga salita tungkol sa mga functional unit ng controller.
Mga circuit ng proteksyon ng ION at undervoltage.
Ang circuit ay lumiliko kapag ang power supply ay umabot sa threshold na 5.5..7.0 V (karaniwang halaga 6.4V). Hanggang sa puntong ito, hindi pinagana ng internal control bus ang pagpapatakbo ng generator at ang logic na bahagi ng circuit. Walang-load na kasalukuyang sa +15V supply ng boltahe (output transistors hindi pinagana) hindi hihigit sa 10 mA. Ang ION +5V (+4.75..+5.25 V, ang pag-stabilize ng output na hindi mas malala kaysa +/- 25mV) ay nagbibigay ng kasalukuyang outflow hanggang 10 mA. Posibleng palakasin ang ION gamit lamang ang isang npn-emitter follower (tingnan ang mga pahina ng TI 19-20), ngunit ang boltahe sa output ng naturang "stabilizer" ay lubos na nakadepende sa kasalukuyang load.
Generator bumubuo sa timing capacitor Ct (pin 5) ng boltahe ng sawtooth na 0..+3.0V (amplitude na itinakda ng ION) para sa TL494 Texas Instruments at 0...+2.8V para sa TL494 Motorola (ano ang maaari nating asahan mula sa iba?) , ayon sa pagkakabanggit para sa TI F =1.0/(RtCt), para sa Motorola F=1.1/(RtCt).
Pinahihintulutang operating frequency
mula 1 hanggang 300 kHz, habang ang inirerekomendang hanay ay Rt = 1...500kΩ, Ct=470pF...10uF. Sa kasong ito, ang karaniwang temperatura drift ng frequency ay (natural, nang hindi isinasaalang-alang ang drift ng mga nakalakip na bahagi) +/-3%, at ang frequency drift depende sa supply boltahe ay nasa loob ng 0.1% sa buong pinapayagang hanay. .
Para sa remote shutdown
generator, maaari kang gumamit ng panlabas na key upang isara ang input Rt (6) sa output ng ION, o - isara ang Ct sa lupa. Siyempre, ang paglaban sa pagtagas ng bukas na switch ay dapat isaalang-alang kapag pumipili ng Rt, Ct.
Resting phase control input
(duty cycle) sa pamamagitan ng rest phase comparator ay nagtatakda ng kinakailangang minimum na pag-pause sa pagitan ng mga pulso sa mga braso ng circuit. Ito ay kinakailangan kapwa upang maiwasan ang kasalukuyang sa mga yugto ng kapangyarihan sa labas ng IC, at para sa matatag na operasyon ng trigger - ang oras ng paglipat ng digital na bahagi ng TL494 ay 200 ns. Ang output signal ay pinagana kapag ang saw sa Ct ay lumampas sa boltahe sa control input 4 (DT). Sa mga frequency ng orasan hanggang 150 kHz sa zero control boltahe, ang natitirang bahagi = 3% ng panahon (katumbas na control signal offset 100..120 mV), sa mataas na frequency, ang built-in na pagwawasto ay umaabot sa natitirang bahagi sa 200.. 300 ns.
Gamit ang DT input circuit, posibleng magtakda ng fixed rest phase (R-R divider), soft start mode (R-C), remote shutdown (key), at gamitin din ang DT bilang linear control input. Ang input circuit ay binubuo ng pnp transistors, kaya ang input current (hanggang 1.0 uA) ay dumadaloy palabas ng IC at hindi dumadaloy dito. Ang kasalukuyang ay medyo malaki, kaya ang mga resistor na may mataas na pagtutol (hindi hihigit sa 100 kOhm) ay dapat na iwasan. Tingnan ang TI, pahina 23 para sa isang halimbawa ng proteksyon ng surge gamit ang isang TL430 (431) 3-pin na zener diode.
Mga Error Amplifier
- sa katunayan, ang mga operational amplifier na may Ku=70..95dB DC boltahe (60 dB para sa maagang serye), Ku=1 sa 350 kHz. Ang mga input circuit ay binuo sa pnp transistors, kaya ang input current (hanggang 1.0 µA) ay dumadaloy palabas ng IC at hindi dumadaloy dito. Ang kasalukuyang ay sapat na malaki para sa op-amp, ang bias na boltahe ay din (hanggang sa 10mV), kaya ang mga resistor na may mataas na pagtutol sa mga control circuit (hindi hihigit sa 100 kOhm) ay dapat na iwasan. Ngunit salamat sa paggamit ng pnp inputs, ang input voltage range ay mula -0.3V hanggang Vsupply-2V
Kapag gumagamit ng isang RC frequency-dependent OS, dapat tandaan na ang output ng mga amplifier ay talagang single-ended (serial diode!), Kaya ang pag-charge ng capacitance (pataas) ay sisingilin ito, at pababa - ito ay magtatagal ng mahabang panahon palabasin. Ang boltahe sa output na ito ay nasa hanay na 0..+3.5V (higit pa ng kaunti kaysa sa amplitude ng generator), pagkatapos ay ang koepisyent ng boltahe ay bumaba nang husto at sa humigit-kumulang 4.5V sa output ang mga amplifier ay mababad. Gayundin, ang mga resistor na may mababang resistensya ay dapat na iwasan sa output circuit ng mga amplifier (OS loops).
Ang mga amplifier ay hindi idinisenyo upang gumana sa loob ng isang cycle ng operating frequency. Sa pagkaantala ng pagpapalaganap ng signal sa loob ng amplifier na 400 ns, masyadong mabagal ang mga ito para dito, at hindi pinapayagan ng trigger control logic (magkakaroon ng mga side pulse sa output). Sa totoong PN circuits, ang cutoff frequency ng OS circuit ay pinili sa pagkakasunud-sunod ng 200-10000 Hz.
Trigger at output control logic
- Sa supply boltahe ng hindi bababa sa 7V, kung ang saw boltahe sa generator ay mas malaki kaysa sa control input DT, at kung ang saw boltahe ay mas malaki kaysa sa alinman sa mga error amplifier (isinasaalang-alang ang mga built-in na threshold at offset) - pinapayagan ang output ng circuit. Kapag ang generator ay na-reset mula sa maximum hanggang zero, ang mga output ay hindi pinagana. Hinahati ng trigger na may dalawang-phase na output ang dalas sa kalahati. Sa isang lohikal na 0 sa input 13 (output mode), ang mga trigger phase ay pinagsama ng OR at sabay-sabay na pinapakain sa parehong mga output, na may isang lohikal na 1, sila ay pinapakain ng paraphase sa bawat output nang hiwalay.
Mga output transistor
- npn Darlingtons na may built-in na thermal protection (ngunit walang kasalukuyang proteksyon). Kaya, ang pinakamababang pagbaba ng boltahe sa pagitan ng kolektor (karaniwang sarado sa positibong bus) at ng emitter (sa load) ay 1.5V (karaniwang sa 200 mA), at sa isang karaniwang emitter circuit ay bahagyang mas mahusay ito, 1.1V tipikal. Ang maximum na kasalukuyang output (na may isang bukas na transistor) ay limitado sa 500 mA, ang maximum na kapangyarihan para sa buong kristal ay 1W.
Ang pagpapalit ng mga power supply ay unti-unting pinapalitan ang kanilang mga tradisyonal na kamag-anak sa sound engineering, dahil kapansin-pansing mas kaakit-akit ang mga ito kapwa sa ekonomiya at sa pangkalahatan. Ang parehong kadahilanan na ang paglipat ng mga power supply ay nag-aambag sa pagbaluktot ng amplifier, lalo na ang hitsura ng mga karagdagang overtone, ay nawawala na ang kaugnayan nito pangunahin sa dalawang kadahilanan - pinapayagan ka ng modernong base ng elemento na magdisenyo ng mga converter na may dalas ng conversion na mas mataas kaysa sa 40 kHz. , samakatuwid, ang power supply modulation na ipinakilala ng power supply ay nasa ultrasound. Bilang karagdagan, ang isang mas mataas na dalas ng kuryente ay mas madaling i-filter, at ang paggamit ng dalawang L-shaped na LC na mga filter sa mga circuit ng kuryente ay sapat nang nagpapakinis sa ripple sa mga frequency na ito.
Siyempre, mayroon ding isang langaw sa pamahid sa bariles ng pulot na ito - ang pagkakaiba sa presyo sa pagitan ng isang tipikal na suplay ng kuryente para sa isang power amplifier at isang paglipat ay nagiging mas kapansin-pansin sa pagtaas ng kapangyarihan ng yunit na ito, i.e. mas malakas ang supply ng kuryente, mas kumikita ito kaugnay sa karaniwang katapat nito.
At hindi lang iyon. Kapag gumagamit ng paglipat ng mga supply ng kuryente, kinakailangan na sumunod sa mga patakaran para sa pag-mount ng mga high-frequency na aparato, lalo na ang paggamit ng mga karagdagang screen, ang supply ng isang karaniwang wire sa mga heat sink ng bahagi ng kuryente, pati na rin ang tamang mga kable ng ang lupa at ang koneksyon ng shielding braids at conductors.
Pagkaraan ng kaunti paglihis tungkol sa mga tampok ng pagpapalit ng mga power supply para sa mga power amplifier, ang aktwal na circuit diagram ng isang 400W power supply:
Figure 1. Schematic diagram ng switching power supply para sa power amplifier hanggang 400 W
PALAKIHIN SA MAGANDANG KALIDAD
Ang control controller sa power supply na ito ay TL494. Siyempre, may mas modernong mga IC para sa gawaing ito, ngunit ginagamit namin ang partikular na controller na ito para sa dalawang dahilan - NAPAKAdaling makuha. Sa loob ng mahabang panahon, walang nakitang problema sa kalidad sa mga manufactured power supply na TL494 mula sa Texas Instruments. Ang error amplifier ay sakop ng OOS, na ginagawang posible upang makamit ang isang medyo malaking koepisyent. pagpapapanatag (ratio ng resistors R4 at R6).
Pagkatapos ng TL494 controller, mayroong isang half-bridge driver na IR2110, na talagang kumokontrol sa mga gate ng power transistors. Ang paggamit ng driver ay naging posible na iwanan ang pagtutugma ng transpormer, na malawakang ginagamit sa mga power supply ng computer. Ang IR2110 driver ay ikinarga sa mga shutter sa pamamagitan ng R24-VD4 at R25-VD5 chain na nagpapabilis sa pagsasara ng mga field worker.
Gumagana ang mga power switch na VT2 at VT3 sa pangunahing paikot-ikot ng power transformer. Ang midpoint na kinakailangan upang makakuha ng isang alternating boltahe sa pangunahing paikot-ikot ng transpormer ay nabuo sa pamamagitan ng mga elemento R30-C26 at R31-C27.
Ilang salita tungkol sa algorithm ng switching power supply sa TL494:
Sa sandaling ang boltahe ng mains na 220 V ay inilapat, ang mga kapasidad ng mga pangunahing filter ng kapangyarihan C15 at C16 ay nahawaan sa pamamagitan ng mga resistor R8 at R11, na hindi pinapayagan ang diol bridge VD na ma-overload ng isang short-circuit na kasalukuyang ganap na na-discharge C15 at C16. Kasabay nito, ang mga capacitor C1, C3, C6, C19 ay sinisingil sa pamamagitan ng isang linya ng resistors R16, R18, R20 at R22, isang 7815 stabilizer at isang risistor R21.
Sa sandaling ang boltahe sa capacitor C6 ay umabot sa 12 V, ang zener diode VD1 ay "sumisira" at ang kasalukuyang ay nagsisimulang dumaloy dito, na singilin ang kapasitor C18, at sa sandaling ang positibong terminal ng kapasitor na ito ay umabot sa isang halaga na sapat upang buksan. yung thyristor VS2, magbubukas. I-on nito ang relay K1, na magpapalipat-lipat sa kasalukuyang naglilimita sa mga resistors na R8 at R11 kasama ang mga contact nito. Bilang karagdagan, ang binuksan na thyristor VS2 ay magbubukas ng VT1 transistor sa TL494 controller at ang IR2110 half-bridge driver. Papasok ang controller sa soft start mode, ang tagal nito ay depende sa mga rating ng R7 at C13.
Sa isang malambot na pagsisimula, ang tagal ng mga pulso na nagbubukas ng mga transistor ng kapangyarihan ay unti-unting tumataas, sa gayon ay unti-unting nagcha-charge ang mga pangalawang power capacitor at nililimitahan ang kasalukuyang sa pamamagitan ng mga rectifier diode. Ang tagal ay tumataas hanggang sa ang halaga ng pangalawang kapangyarihan ay sapat upang i-on ang LED ng optocoupler IC1. Sa sandaling ang liwanag ng optocoupler LED ay naging sapat upang buksan ang transistor, ang tagal ng pulso ay titigil sa pagtaas (Larawan 2).
Figure 2. Soft start mode.
Dapat pansinin dito na ang tagal ng malambot na pagsisimula ay limitado, dahil ang kasalukuyang dumadaan sa mga resistor na R16, R18, R20, R22 ay hindi sapat upang paganahin ang TL494 controller, ang driver ng IR2110 at ang relay winding ay naka-on - ang supply Ang boltahe ng mga microcircuit na ito ay magsisimulang bumaba at sa lalong madaling panahon ay bababa sa isang halaga kung saan ang TL494 ay titigil sa pagbuo ng mga control pulse. At bago ang sandaling ito, dapat na matapos ang soft start mode at ang converter ay dapat pumasok sa normal na mode ng operasyon, dahil ang pangunahing power supply para sa TL494 controller at ang IR2110 driver ay nakuha mula sa power transformer (VD9, VD10 - rectifier na may isang midpoint, R23-C1-C3 - RC filter , IC3 ay isang 15 V stabilizer) at iyon ang dahilan kung bakit ang mga capacitor C1, C3, C6, C19 ay may mataas na rating - dapat nilang hawakan ang power supply ng controller hanggang sa bumalik ito sa normal na operasyon .
Pinapatatag ng TL494 ang boltahe ng output sa pamamagitan ng pagpapalit ng tagal ng mga control pulse ng mga power transistors sa pare-parehong frequency - Pulse Width Modulation - PWM. Ito ay posible lamang kung ang halaga ng pangalawang boltahe ng power transformer ay mas mataas kaysa sa kinakailangan sa output ng stabilizer ng hindi bababa sa 30%, ngunit hindi hihigit sa 60%.
Figure 3. Ang prinsipyo ng pagpapatakbo ng PWM stabilizer.
Habang tumataas ang load, nagsisimula nang bumaba ang output boltahe, ang optocoupler LED IC1 ay nagsisimulang lumiwanag nang mas kaunti, ang optocoupler transistor ay nagsasara, binabawasan ang boltahe sa error amplifier at sa gayon ay tumataas ang tagal ng mga control pulse hanggang sa maabot ng epektibong boltahe ang halaga ng stabilization (Larawan 3). Kapag bumaba ang load, ang boltahe ay magsisimulang tumaas, ang LED ng optocoupler IC1 ay magsisimulang lumiwanag nang mas maliwanag, sa gayon ay binubuksan ang transistor at binabawasan ang tagal ng mga pulso ng kontrol hanggang ang halaga ng epektibong halaga ng output boltahe ay bumaba sa isang nagpapatatag na halaga. Ang halaga ng nagpapatatag na boltahe ay kinokontrol ng isang tuning resistor R26.
Dapat tandaan na ang TL494 controller ay hindi kinokontrol ang tagal ng bawat pulso depende sa output boltahe, ngunit ang average na halaga lamang, i.e. ang bahagi ng pagsukat ay may ilang pagkawalang-galaw. Gayunpaman, kahit na may mga naka-install na capacitor sa pangalawang power supply na may kapasidad na 2200 uF, ang mga pagkabigo ng kuryente sa peak short-term load ay hindi lalampas sa 5%, na medyo katanggap-tanggap para sa HI-FI class equipment. Karaniwan naming inilalagay ang mga capacitor sa pangalawang power supply na 4700 uF, na nagbibigay ng kumpiyansa na margin para sa mga peak value, at ang paggamit ng isang group stabilization choke ay nagpapahintulot sa iyo na kontrolin ang lahat ng 4 na output power voltages.
Ang switching power supply na ito ay nilagyan ng overload protection, ang elemento ng pagsukat kung saan ay ang kasalukuyang transpormer na TV1. Sa sandaling ang kasalukuyang umabot sa isang kritikal na halaga, ang thyristor VS1 ay bubukas at i-shunts ang power supply ng huling yugto ng controller. Ang mga control pulse ay nawawala at ang power supply ay napupunta sa standby mode, na maaaring sa isang medyo mahabang panahon, dahil ang VS2 thyristor ay patuloy na nananatiling bukas - ang kasalukuyang dumadaloy sa mga resistors R16, R18, R20 at R22 ay sapat na upang panatilihin itong bukas. . Paano makalkula ang kasalukuyang transpormer.
Upang mailabas ang power supply sa standby mode, dapat mong pindutin ang pindutan ng SA3, na magpapalipat-lipat sa VS2 thyristor kasama ang mga contact nito, ang kasalukuyang ay titigil sa pag-agos dito at ito ay magsasara. Sa sandaling magbukas ang mga contact ng SA3, ang VT1 transistor ay magsasara mismo, na nag-aalis ng kapangyarihan mula sa controller at driver. Kaya, ang control circuit ay lilipat sa minimum na mode ng pagkonsumo - ang thyristor VS2 ay sarado, samakatuwid ang relay K1 ay naka-off, ang transistor VT1 ay sarado, samakatuwid ang controller at driver ay de-energized. Magsisimulang mag-charge ang mga Capacitor C1, C3, C6 at C19 at sa sandaling umabot sa 12 V ang boltahe, magbubukas ang thyristor VS2 at magsisimula ang switching power supply.
Kung kinakailangan, ilagay ang power supply sa standby mode, maaari mong gamitin ang pindutan ng SA2, kapag pinindot, ang base at emitter ng transistor VT1 ay konektado. Ang transistor ay isasara at de-energize ang controller at driver. Ang mga control impulses ay mawawala, at ang pangalawang boltahe ay mawawala din. Gayunpaman, ang kapangyarihan ay hindi aalisin mula sa relay K1 at ang converter ay hindi magre-restart.
Ang circuitry na ito ay nagpapahintulot sa iyo na mag-ipon ng mga power supply mula 300-400 W hanggang 2000 W, siyempre, na ang ilang mga elemento ng circuit ay kailangang mapalitan, dahil ayon sa kanilang mga parameter ay hindi sila makatiis ng mabibigat na pagkarga.
Kapag nag-iipon ng mas malakas na mga pagpipilian, dapat mong bigyang-pansin ang mga capacitor ng smoothing filter ng pangunahing power supply C15 at C16. Ang kabuuang kapasidad ng mga capacitor na ito ay dapat na proporsyonal sa kapangyarihan ng power supply at tumutugma sa proporsyon ng 1 W ng output power ng boltahe converter ay tumutugma sa 1 μF ng kapasidad ng pangunahing power filter capacitor. Sa madaling salita, kung ang power supply ay 400 W, pagkatapos ay 2 220 uF capacitor ang dapat gamitin, kung ang power ay 1000 W, pagkatapos ay 2 470 uF capacitor o dalawang 680 uF capacitor ang dapat na mai-install.
Ang pangangailangang ito ay may dalawang layunin. Una, ang ripple ng pangunahing supply boltahe ay nabawasan, na ginagawang mas madali upang patatagin ang output boltahe. Pangalawa, ang paggamit ng dalawang capacitor sa halip na isa ay nagpapadali sa gawain ng kapasitor mismo, dahil ang mga electrolytic capacitor ng serye ng TK ay mas madaling makuha, at hindi sila ganap na inilaan para magamit sa mga high-frequency power supply - ang panloob na pagtutol ay masyadong mataas at sa mataas na frequency ang mga capacitor na ito ay magpapainit. Gamit ang dalawang piraso, ang panloob na paglaban ay nabawasan, at ang nagresultang pag-init ay nahahati na sa pagitan ng dalawang capacitor.
Kapag ginamit bilang power transistors IRF740, IRF840, STP10NK60 at mga katulad nito (para sa higit pang mga detalye sa mga pinakakaraniwang ginagamit na transistor sa mga network converter, tingnan ang talahanayan sa ibaba ng pahina), maaari mong tanggihan ang VD4 at VD5 diodes nang buo, at bawasan ang mga halaga ng resistors R24 at R25 hanggang 22 Ohms - sapat na ang kapangyarihan ng driver ng IR2110 upang himukin ang mga transistor na ito. Kung ang isang mas malakas na switching power supply ay binuo, pagkatapos ay mas malakas na transistor ay kinakailangan. Dapat bigyang-pansin ang parehong maximum na kasalukuyang ng transistor at ang dissipation power nito - ang pulse stabilized power supply ay napaka-sensitibo sa kawastuhan ng ibinibigay na snubber at kung wala ito, ang mga power transistor ay mas umiinit dahil ang mga alon na nabuo dahil sa self-induction ay nagsisimula sa dumaloy sa mga diode na naka-install sa mga transistors. Matuto pa tungkol sa pagpili ng snubber.
Gayundin, ang pagtaas sa oras ng pagsasara nang walang snubber ay gumagawa ng isang makabuluhang kontribusyon sa pag-init - ang transistor ay mas mahaba sa linear mode.
Kadalasan, nakalimutan nila ang tungkol sa isa pang tampok ng mga transistor na may epekto sa larangan - sa pagtaas ng temperatura, ang kanilang pinakamataas na kasalukuyang bumababa, at medyo malakas. Batay dito, kapag pumipili ng mga power transistor para sa pagpapalit ng mga power supply, dapat ay mayroon kang hindi bababa sa dalawang-tiklop na margin para sa maximum na kasalukuyang para sa mga power supply ng mga power amplifier at tatlong beses para sa mga device na tumatakbo sa malaking hindi nagbabagong load, tulad ng induction smelter o pandekorasyon na pag-iilaw, pagpapagana ng isang mababang boltahe na tool ng kuryente.
Ang pagpapapanatag ng boltahe ng output ay isinasagawa dahil sa group stabilization choke L1 (DGS). Bigyang-pansin ang direksyon ng windings ng inductor na ito. Ang bilang ng mga pagliko ay dapat na proporsyonal sa mga boltahe ng output. Siyempre, may mga formula para sa pagkalkula ng paikot-ikot na pagpupulong na ito, ngunit ipinakita ng karanasan na ang kabuuang kapangyarihan ng core para sa isang DGS ay dapat na 20-25% ng kabuuang kapangyarihan ng isang power transpormer. Maaari kang mag-wind hanggang sa ang window ay mapuno ng halos 2/3, hindi nalilimutan na kung ang mga boltahe ng output ay naiiba, kung gayon ang paikot-ikot na may mas mataas na boltahe ay dapat na proporsyonal na mas malaki, halimbawa, kailangan mo ng dalawang bipolar na boltahe, isa para sa ± 35 V , at ang pangalawa na magpapagana sa subwoofer na may boltahe na ±50 V.
Pinaikot namin ang DGS sa apat na wire nang sabay-sabay hanggang sa mapuno ang 2/3 ng bintana, binibilang ang mga pagliko. Ang diameter ay kinakalkula batay sa kasalukuyang intensity ng 3-4 A / mm2. Sabihin nating nakakuha tayo ng 22 na pagliko, binubuo natin ang proporsyon:
22 pagliko / 35 V = X pagliko / 50 V.
X pagliko = 22 × 50 / 35 = 31.4 ≈ 31 pagliko
Susunod, pinutol namin ang dalawang wire para sa ± 35 V at hangin ng 9 pang pagliko para sa boltahe na ± 50.
PANSIN! Tandaan na ang kalidad ng stabilization ay direktang nakasalalay sa kung gaano kabilis ang pagbabago ng boltahe kung saan nakakonekta ang optocoupler diode. Upang mapabuti ang estilo ng cof, makatuwiran na ikonekta ang isang karagdagang pag-load sa bawat boltahe sa anyo ng 2 W resistors at isang pagtutol ng 3.3 kOhm. Ang risistor ng pag-load na konektado sa boltahe na kinokontrol ng optocoupler ay dapat na 1.7 ... 2.2 beses na mas mababa.
Ang data ng winding data para sa network switching power supply sa mga ferrite ring na may permeability na 2000NM ay ibinubuod sa talahanayan 1.
WINDING DATA PARA SA PULSE TRANSFORMER |
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
|
||||||||||||||||||||
Gayunpaman, malayo sa laging posible na malaman ang tatak ng ferrite, lalo na kung ito ay ferrite mula sa mga line transformer ng mga TV. Makakaalis ka sa sitwasyon sa pamamagitan ng pag-alam sa bilang ng mga pagliko sa empirically. Higit pang mga detalye tungkol dito sa video:
Gamit ang circuitry sa itaas ng isang switching power supply, maraming mga submodification ang binuo at nasubok, na idinisenyo upang malutas ang isang partikular na problema para sa iba't ibang kapangyarihan. Ang mga naka-print na circuit board na mga guhit ng mga power supply na ito ay ipinapakita sa ibaba.
Naka-print na circuit board para sa isang pulse stabilized power supply na may kapangyarihan na hanggang 1200 ... 1500 W. Laki ng board 269x130 mm. Sa katunayan, ito ay isang mas advanced na bersyon ng nauna. naka-print na circuit board. Ito ay nakikilala sa pamamagitan ng pagkakaroon ng isang grupo ng stabilization choke na nagbibigay-daan sa iyo upang kontrolin ang magnitude ng lahat ng mga boltahe ng kuryente, pati na rin ang isang karagdagang filter ng LC. Mayroon itong fan control at overload na proteksyon. Ang mga boltahe ng output ay binubuo ng dalawang bipolar power source at isang bipolar low-current source na idinisenyo upang palakasin ang mga paunang yugto.
Ang hitsura ng naka-print na circuit board ng power supply hanggang sa 1500 W. DOWNLOAD SA LAY FORMAT
Ang isang nagpapatatag na switching power supply na may kapangyarihan na hanggang 1500 ... 1800 W ay maaaring gawin sa isang naka-print na circuit board na 272x100 mm ang laki. Ang power supply ay idinisenyo para sa isang power transformer na ginawa sa mga K45 ring at matatagpuan nang pahalang. Mayroon itong dalawang power bipolar na pinagmumulan na maaaring pagsamahin sa isang source para paganahin ang amplifier na may dalawang antas na power supply at isang bipolar na low-current na source para sa mga paunang yugto.
Circuit board switching power supply hanggang 1800 W. DOWNLOAD SA LAY FORMAT
Ang power supply na ito ay maaaring gamitin sa power high power automotive equipment tulad ng high power mga amplifier ng kotse, mga air conditioner ng kotse. Ang mga sukat ng board ay 188x123. Ang ginamit na Schottky rectifier diodes ay maaaring i-bridge at ang output current ay maaaring umabot sa 120 A sa isang boltahe na 14 V. Bilang karagdagan, ang power supply ay maaaring makabuo ng isang bipolar na boltahe na may kapasidad ng load na hanggang 1 A (ang naka-install na integrated voltage stabilizers no mas matagal payagan). Ang power transformer ay ginawa sa mga K45 ring, ang power voltage filtering ay sumasakal sa yes dalawang K40x25x11 ring. Built-in na proteksyon sa labis na karga.
Ang hitsura ng naka-print na circuit board power supply para sa automotive equipment DOWNLOAD SA LAY FORMAT
Ang power supply hanggang 2000 W ay ginawa sa dalawang board na 275x99 ang laki, na matatagpuan sa itaas ng isa. Ang boltahe ay kinokontrol ng isang boltahe. May overload na proteksyon. Ang file ay naglalaman ng ilang mga variant ng "ikalawang palapag" para sa dalawang bipolar na boltahe, para sa dalawang unipolar na boltahe, para sa mga boltahe na kinakailangan para sa dalawa at tatlong antas na boltahe. Ang power transformer ay matatagpuan nang pahalang at ginawa sa mga K45 ring.
Ang hitsura ng "two-story" power supply DOWNLOAD SA LAY FORMAT
Ang power supply na may dalawang bipolar na boltahe o isa para sa isang two-level amplifier ay ginawa sa isang 277x154 board. Mayroon itong group stabilization choke, overload protection. Ang power transformer ay nasa K45 rings at matatagpuan nang pahalang. Power hanggang 2000 W.
Ang hitsura ng naka-print na circuit board I-DOWNLOAD SA LAY FORMAT
Halos kapareho ng power supply tulad ng nasa itaas, ngunit may isang bipolar output boltahe.
Ang hitsura ng naka-print na circuit board I-DOWNLOAD SA LAY FORMAT
Ang switching power supply ay may dalawang power bipolar stabilized voltages at isang bipolar low-current. Nilagyan ng fan control at overload na proteksyon. Mayroon itong group stabilization choke at karagdagang mga filter ng LC. Power hanggang 2000...2400 W. Ang board ay may sukat na 278x146 mm
Ang hitsura ng naka-print na circuit board I-DOWNLOAD SA LAY FORMAT
Ang naka-print na circuit board ng switching power supply para sa power amplifier na may dalawang antas na power supply na may sukat na 284x184 mm ay may group stabilization choke at karagdagang LC filter, overload protection at fan control. Ang isang natatanging tampok ay ang paggamit ng mga discrete transistors upang mapabilis ang pagsasara ng mga power transistors. Power hanggang 2500...2800 W.
na may dalawang antas na power supply I-DOWNLOAD SA LAY FORMAT
Isang bahagyang binagong bersyon ng nakaraang PCB na may dalawang bipolar na boltahe. Sukat 285x172. Power hanggang 3000 W.
Ang hitsura ng naka-print na circuit board ng power supply para sa amplifier DOWNLOAD SA LAY FORMAT
Ang bridge network switching power supply na may lakas na hanggang 4000...4500 W ay ginawa sa isang naka-print na circuit board na may sukat na 269x198 mm. Mayroon itong dalawang bipolar power voltages, fan control at overload na proteksyon. Gumagamit ng group stabilization choke. Ito ay kanais-nais na gumamit ng mga panlabas na karagdagang L filter ng pangalawang power supply.
Ang hitsura ng naka-print na circuit board ng power supply para sa amplifier DOWNLOAD SA LAY FORMAT
Mayroong mas maraming espasyo para sa mga ferrite sa mga board kaysa sa maaari. Ang katotohanan ay malayo sa palaging kinakailangan na lumampas sa mga limitasyon ng hanay ng tunog. Samakatuwid, ang mga karagdagang lugar sa mga board ay ibinigay. Kung sakali, isang maliit na seleksyon ng reference data sa kapangyarihan transistors at mga link kung saan ko bibilhin ang mga ito. Sa pamamagitan ng paraan, nag-order ako ng parehong TL494 at IR2110 nang higit sa isang beses, at siyempre ang mga transistor ng kapangyarihan. Totoo, malayo siya sa buong saklaw, ngunit ang kasal ay hindi pa nakikita.
MGA SIKAT NA TRANSISTOR PARA SA SWITCHED POWER SUPPLY |
|||||||
PANGALAN |
BOLTAHE |
KAPANGYARIHAN |
KAPASIDAD |
Qg |
|||
NAGLALAMAN ANG MATERYAL NA ITO NG MALAKING BILANG NG ANIMATED APPS!!!
Para sa browser ng Microsoft Internet Extlorer, kailangan mong pansamantalang huwag paganahin ang ilang mga tampok, katulad:
- i-off ang pinagsamang mga bar mula sa Yandex, Google, atbp.
- patayin ang status bar (alisan ng tsek):
I-off ang address bar:
Opsyonal, maaari mong i-off ang REGULAR BUTTONS, ngunit ang resultang screen area ay sapat na
Kung hindi man, walang karagdagang pagsasaayos ang kailangan - ang materyal ay kinokontrol gamit ang mga button na nakapaloob sa materyal, at maaari mong palaging ibalik ang mga tinanggal na panel sa kanilang lugar.
POWER CONVERSION
Bago magpatuloy upang ilarawan ang prinsipyo ng pagpapatakbo ng paglipat ng mga suplay ng kuryente, dapat isa alalahanin ang ilang mga detalye mula sa pangkalahatang kurso ng pisika, lalo na kung ano ang kuryente, ano ang isang magnetic field at kung paano sila umaasa sa isa't isa.
Hindi kami magde-deve ng masyadong malalim at mananahimik din kami tungkol sa mga dahilan ng paglitaw ng kuryente sa iba't ibang mga bagay - para dito kailangan mo lang i-type muli ang 1/4 ng kurso sa pisika, kaya inaasahan namin na alam ng mambabasa kung ano ang kuryente hindi mula sa mga inskripsiyon sa mga karatula na "HUWAG Aakyat - PATAY!". Gayunpaman, upang magsimula, alalahanin natin kung ano ang nangyari, ito ay kuryente mismo, o sa halip boltahe.
Well, ngayon, puro theoretically, ipagpalagay na mayroon kaming isang konduktor bilang isang load, i.e. ang pinakakaraniwang piraso ng kawad. Ang nangyayari dito kapag ang kasalukuyang dumadaloy dito ay malinaw na ipinapakita sa sumusunod na figure:
Kung ang lahat ay malinaw sa konduktor at ang magnetic field sa paligid nito, pagkatapos ay itiklop namin ang konduktor hindi sa isang singsing, ngunit sa ilang mga singsing, upang ang aming inductor ay magpakita ng sarili nitong mas aktibo at makita kung ano ang susunod na mangyayari.
Sa mismong lugar na ito, makatuwirang uminom ng tsaa at hayaang makuha ng utak ang iyong natutunan. Kung ang utak ay hindi pagod, o ang impormasyong ito ay kilala na, pagkatapos ay tumingin kami nang higit pa
Bilang power transistors sa switching power supply, bipolar transistors, field-effect (MOSFET) at IGBT ang ginagamit. Nasa tagagawa ng device na magpasya kung aling power transistor ang gagamitin, dahil pareho silang may sariling mga pakinabang at disadvantages. Gayunpaman, hindi patas na hindi mapansin na ang mga bipolar transistor ay halos hindi ginagamit sa mga makapangyarihang supply ng kuryente. Ang mga transistor ng MOSFET ay pinakamahusay na ginagamit sa mga frequency ng conversion mula 30 kHz hanggang 100 kHz, ngunit ang mga IGBT "tulad ng mga frequency ay mas mababa - higit sa 30 kHz mas mainam na huwag gamitin ang mga ito.
Ang mga bipolar transistor ay mabuti dahil mabilis silang nagsara, dahil ang kasalukuyang kolektor ay nakasalalay sa kasalukuyang base, ngunit sa bukas na estado mayroon silang isang medyo malaking pagtutol, na nangangahulugang magkakaroon sila ng isang medyo malaking pagbaba ng boltahe, na tiyak na hahantong sa labis na pag-init ng transistor mismo.
Ang mga balbula sa field ay may napakakaunting aktibong resistensya sa bukas na estado, na hindi nagiging sanhi ng malaking paglabas ng init. Gayunpaman, ang mas malakas na transistor, mas malaki ang kapasidad ng gate nito, at sa halip ay nangangailangan ng malalaking alon upang singilin at i-discharge ito. Ang pag-asa ng kapasidad ng gate sa kapangyarihan ng transistor ay dahil sa ang katunayan na ang mga field-effect transistors na ginagamit para sa mga power supply ay ginawa gamit ang MOSFET na teknolohiya, ang kakanyahan nito ay ang paggamit ng parallel na koneksyon ng ilang mga field-effect transistors na may isang insulated gate at ginawa sa isang solong chip. At kung mas malakas ang transistor, mas maraming parallel transistor ang ginagamit at ang mga capacitance ng gate ay summed up.
Ang isang pagtatangka upang makahanap ng kompromiso ay ang mga transistor na ginawa gamit ang teknolohiya ng IGBT, dahil ang mga ito ay mga sangkap na bumubuo. Ang alingawngaw ay ito na sila ay naging puro sa pamamagitan ng aksidente, kapag sinusubukang ulitin ang MOSFET, ngunit sa halip na mga field-effect transistors, sila ay naging hindi masyadong field at hindi masyadong bipolar. Ang gate ng isang low-power field-effect transistor na binuo sa loob ay nagsisilbing control electrode, na, kasama ang source-drain nito, ay kinokontrol na ang kasalukuyang ng mga base ng makapangyarihang bipolar transistors na konektado nang magkatulad at ginawa sa parehong chip ng transistor na ito. Kaya, ang isang medyo maliit na kapasidad ng gate at isang hindi masyadong malaking aktibong pagtutol sa bukas na estado ay nakuha.
Walang napakaraming pangunahing mga circuit para sa paglipat sa power unit:
AUTOGENERATORY POWER SUPPLY. Gumamit ng positibong koneksyon, kadalasang inductive. Ang pagiging simple ng naturang mga power supply ay nagpapataw ng ilang mga limitasyon sa mga ito - ang mga naturang power supply ay "tulad ng" isang pare-pareho, hindi nagbabago na pagkarga, dahil ang pagkarga ay nakakaapekto sa mga parameter ng feedback. Ang mga naturang source ay parehong single-stroke at two-stroke.
PULSE POWER SUPPLY NA MAY PILIT NA EXCITATION. Ang mga power supply na ito ay nahahati din sa single-stroke at two-stroke. Ang una, bagama't mas tapat sila sa nagbabagong karga, hindi pa rin pinapanatili ang kinakailangang reserba ng kuryente nang napaka-steadily. At ang mga kagamitan sa audio ay may medyo malaking pagkalat sa pagkonsumo - sa mode ng pag-pause, ang amplifier ay kumonsumo ng ilang watts (ang tahimik na kasalukuyang ng huling yugto), at sa mga taluktok ng signal ng audio, ang pagkonsumo ay maaaring umabot sa sampu o kahit na daan-daang watts. .
Kaya, ang tanging, pinaka-katanggap-tanggap na opsyon para sa switching power supply para sa audio equipment ay ang paggamit ng push-pull circuit na may sapilitang paggulo. Gayundin, huwag kalimutan na sa panahon ng conversion na may mataas na dalas, kinakailangan na magbayad ng mas maingat na pansin sa pag-filter ng pangalawang boltahe, dahil ang paglitaw ng pagkagambala ng kapangyarihan sa hanay ng audio ay magpapawalang-bisa sa lahat ng pagsisikap na gumawa ng switching power supply para sa power amplifier. . Para sa parehong dahilan, ang dalas ng conversion ay mas malayo sa hanay ng audio. Ang pinakasikat na dalas ng conversion dati ay humigit-kumulang 40 kHz, ngunit pinapayagan ng modernong element base ang conversion sa mga frequency na mas mataas - hanggang 100 kHz.
Mayroong dalawang pangunahing uri ng mga pinagmumulan ng pulso na ito - nagpapatatag at hindi nagpapatatag.
Ang mga nagpapatatag na power supply ay gumagamit ng pulse-width modulation, ang kakanyahan nito ay upang hubugin ang output boltahe sa pamamagitan ng pagsasaayos ng tagal ng boltahe na ibinibigay sa pangunahing paikot-ikot, at ang kawalan ng mga pulso ay binabayaran ng mga LC circuit na konektado sa pangalawang power output. Ang isang malaking plus ng mga nagpapatatag na power supply ay ang katatagan ng output boltahe, na hindi nakasalalay sa input boltahe ng 220 V network o sa paggamit ng kuryente.
Ang mga hindi nagpapatatag ay kinokontrol lamang ang bahagi ng kapangyarihan na may pare-pareho ang dalas at tagal ng pulso, at naiiba mula sa isang maginoo na transpormer lamang sa mga sukat at mas maliit na mga kapasidad ng mga pangalawang capacitor ng kapangyarihan. Ang output boltahe ay direktang nakasalalay sa 220 V network, at may bahagyang pag-asa sa paggamit ng kuryente (sa idle, ang boltahe ay bahagyang mas mataas kaysa sa kinakalkula).
Ang pinakasikat na mga scheme para sa power part ng switching power supply ay:
Gitnang punto(TULAK HILA). Karaniwang ginagamit ang mga ito sa mga supply ng kuryente na may mababang boltahe, dahil mayroon itong ilang mga tampok sa mga kinakailangan para sa base ng elemento. Medyo malaki ang power range.
Kalahating tulay. Ang pinakasikat na circuit sa network switching power supply. Saklaw ng kapangyarihan hanggang 3000 W. Ang isang karagdagang pagtaas sa kapangyarihan ay posible, ngunit sa isang gastos ay umabot na ito sa antas ng bersyon ng tulay, samakatuwid ito ay medyo hindi matipid.
Mga tulay. Ang circuit na ito ay hindi matipid sa mababang kapangyarihan, dahil naglalaman ito ng dalawang beses sa bilang ng mga switch ng kuryente. Samakatuwid, ito ay madalas na ginagamit sa mga kapangyarihan mula sa 2000 watts. Ang pinakamataas na kapangyarihan ay nasa hanay na 10,000 watts. Ang circuitry na ito ay ang pangunahing isa sa paggawa ng mga welding machine.
Tingnan natin nang mabuti kung sino at paano ito gumagana.
MAY MIDDLE POINT
Tulad ng ipinakita, ang circuitry na ito ng power section ay hindi inirerekomenda na gamitin upang lumikha ng network power supply, ngunit HINDI INIREREKOMENDAS ay hindi nangangahulugang IMPOSIBLE. Kailangan mo lamang na maging mas maingat sa pagpili ng base ng elemento at paggawa ng power transpormer, pati na rin ang pagsasaalang-alang sa medyo mataas na boltahe kapag inilalagay ang naka-print na circuit board.
Ang yugto ng kapangyarihan na ito ay nakatanggap ng pinakamataas na katanyagan sa automotive audio equipment, pati na rin sa mga walang patid na power supply. Gayunpaman, sa larangang ito, ang circuitry na ito ay dumaranas ng ilang abala, lalo na ang limitasyon ng pinakamataas na kapangyarihan. At ang punto ay wala sa base ng elemento - ngayon ang MOSFET transistors na may agarang drain-source current valuesna 50-100 A ay hindi masyadong mahirap makuha. Ang punto ay nasa kabuuang kapangyarihan ng mismong transpormer, o sa halip ay nasa ang pangunahing paikot-ikot.
Ang problema ay ... Gayunpaman, para sa higit na panghihikayat, gagamitin namin ang programa para sa pagkalkula ng paikot-ikot na data ng mga high-frequency na mga transformer.
Kumuha tayo ng 5 singsing na may sukat na K45x28x8 na may permeability M2000HM1-A, itakda ang dalas ng conversion sa 54 kHz at ang pangunahing paikot-ikot sa 24 V (dalawang kalahating paikot-ikot na 12 V bawat isa). Bilang resulta, nakuha namin na ang kapangyarihan nito ang core ay maaaring bumuo ng 658 watts, ngunit ang pangunahing paikot-ikot ay dapat maglaman ng 5 pagliko , i.e. 2.5 liko bawat kalahating paikot-ikot. Dahil hindi ito natural na sapat ... Gayunpaman, ito ay nagkakahalaga ng pagtaas ng dalas ng conversion sa 88 kHz, dahil ito ay lumiliko lamang ng 2 (!) Ang bawat kalahating paikot-ikot, bagaman ang kapangyarihan ay mukhang napaka-kaakit-akit - 1000 watts.
Tila maaari mong tiisin ang mga naturang resulta at ipamahagi ang 2 liko nang pantay-pantay sa buong singsing, masyadong, kung susubukan mo nang husto, magagawa mo, ngunit ang kalidad ng ferrite ay nag-iiwan ng maraming nais, at ang M2000HM1-A sa mga frequency sa itaas Ang 60 kHz ay uminit na nang mag-isa, mabuti, sa 90 kHz kailangan na itong hipan.
Kaya't anuman ang maaaring sabihin ng isa, ngunit ito ay nagiging isang mabisyo na bilog - sa pamamagitan ng pagtaas ng mga sukat upang makakuha ng higit na kapangyarihan, binabawasan namin ang bilang ng mga pagliko ng pangunahing paikot-ikot, sa pamamagitan ng pagtaas ng dalas, muli naming binabawasan ang bilang ng mga pagliko ng pangunahing paikot-ikot, ngunit bilang karagdagan nakakakuha kami ng labis na init.
Ito ay para sa kadahilanang ito na ang mga dual converter ay ginagamit upang makakuha ng mga kapangyarihan sa itaas 600 W - isang control module outputs control pulses sa dalawang magkaparehong power modules na naglalaman ng dalawang power transformer. Ang output voltages ng parehong mga transformer ay summed. Sa ganitong paraan ang supply ng kuryente ng mga gawang pabrika na heavy-duty na mga amplifier ng kotse ay nakaayos at humigit-kumulang 500..700 W at wala na ang inalis mula sa isang power module. Mayroong ilang mga paraan upang buod:
- pagsusuma ng alternating boltahe. Ang kasalukuyang sa pangunahing windings ng mga transformer ay ibinibigay nang sabay-sabay, samakatuwid ang mga boltahe ng output ay kasabay at maaaring konektado sa serye. Hindi inirerekumenda na ikonekta ang pangalawang paikot-ikot na kahanay mula sa dalawang mga transformer - ang isang maliit na pagkakaiba sa paikot-ikot o kalidad ng ferrite ay humahantong sa malalaking pagkalugi at pagbaba sa pagiging maaasahan.
- pagsusuma pagkatapos ng mga rectifier, i.e. pare-pareho ang boltahe. Ang pinakamahusay na pagpipilian - ang isang power module ay gumagawa ng isang positibong boltahe para sa power amplifier, at ang pangalawa - isang negatibo.
- pagbuo ng kuryente para sa mga amplifier na may dalawang antas na supply ng kuryente sa pamamagitan ng pagdaragdag ng dalawang magkaparehong bipolar na boltahe.
HALF-BRIDGE
Ang half-bridge circuit ay may kaunting mga pakinabang - ito ay simple, samakatuwid ay maaasahan, madaling ulitin, hindi naglalaman ng mga kakaunting bahagi, at maaaring maisagawa sa parehong bipolar at field-effect transistors. Ang IGBT transistors sa loob nito ay gumagana rin ng maayos. Gayunpaman, mayroon siyang mahinang punto. Ito ay mga bypass capacitor. Ang katotohanan ay na sa mataas na kapangyarihan isang medyo malaking kasalukuyang dumadaloy sa kanila at ang kalidad ng natapos na supply ng kapangyarihan ng paglipat ay direktang nakasalalay sa kalidad ng partikular na bahagi na ito.
At ang problema ay ang mga capacitor ay patuloy na nagre-recharge, samakatuwid dapat silang magkaroon ng isang minimum na OUTPUT-COVERING resistance, dahil sa isang malaking pagtutol, medyo maraming init ang ilalabas sa lugar na ito at sa huli ang output ay masusunog lamang. Samakatuwid, ang mga capacitor ng pelikula ay dapat gamitin bilang mga pass-through capacitor, at ang kapasidad ng isang kapasitor ay maaaring umabot sa isang kapasidad na 4.7 μF sa matinding kaso, kung ang isang kapasitor ay ginagamit - isang circuit na may isang kapasitor ay madalas ding ginagamit, ayon sa ang prinsipyo ng yugto ng output ng UMZCH na may unipolar power supply. Kung ang dalawang 4.7 uF capacitor ay ginagamit (ang kanilang punto ng koneksyon ay konektado sa paikot-ikot na transpormer, at ang mga libreng terminal ay konektado sa positibo at negatibong mga bus ng kuryente), kung gayon ang kagamitang ito ay angkop para sa pagpapagana ng mga power amplifier - ang kabuuang kapasidad para sa alternating boltahe ng conversion ay nagdaragdag at, bilang isang resulta, ito ay lumalabas na katumbas ng 4.7 uF + 4.7 uF = 9.4 uF. Gayunpaman, ang pagpipiliang ito ay hindi idinisenyo para sa pangmatagalang patuloy na paggamit na may pinakamataas na pagkarga - kinakailangan upang hatiin ang kabuuang kapasidad sa ilang mga capacitor.
Kung kinakailangan upang makakuha ng malalaking kapasidad (mababang dalas ng conversion), mas mahusay na gumamit ng ilang mga capacitor ng mas maliit na kapasidad (halimbawa, 5 piraso ng 1 uF na konektado nang magkatulad). Gayunpaman malaking bilang ng Ang mga capacitor na konektado sa parallel sa halip ay lubos na pinatataas ang mga sukat ng aparato, at ang kabuuang halaga ng lahat ng mga garland ng mga capacitor ay hindi maliit. Samakatuwid, kung kailangan mong makakuha ng higit na kapangyarihan, makatuwiran na gumamit ng isang tulay na circuit.
Para sa isang half-bridge na bersyon, ang mga kapangyarihan na higit sa 3000 W ay hindi kanais-nais - ang mga board na may mga feed-through capacitor ay magiging masakit na malaki. Ang paggamit ng mga electrolytic capacitor bilang feed-through capacitors ay may katuturan, ngunit lamang sa mga kapangyarihan hanggang sa 1000 W, dahil ang mga electrolyte ay hindi epektibo sa mataas na frequency at nagsisimulang magpainit. Ang mga capacitor ng papel bilang mga feedthrough ay nagpakita ng kanilang sarili nang napakahusay, ngunit narito ang kanilang mga sukat ...
Para sa higit na kalinawan, nagbibigay kami ng isang talahanayan ng pag-asa ng reactance ng kapasitor sa dalas at kapasidad (Ohm):
| Kapasidad ng kapasitor |
dalas ng conversion |
|||||||
Kung sakali, ipaalala namin sa iyo na kapag gumagamit ng dalawang capacitor (isa para sa plus, ang pangalawa para sa minus), ang panghuling kapasidad ay magiging katumbas ng kabuuan ng mga kapasidad ng mga capacitor na ito. Ang nagreresultang paglaban ay hindi bumubuo ng init, dahil ito ay reaktibo, ngunit maaari itong makaapekto sa kahusayan ng supply ng kuryente sa pinakamataas na pagkarga - ang output boltahe ay magsisimulang bumaba, sa kabila ng katotohanan na ang pangkalahatang kapangyarihan ng power transpormer ay sapat na.
TULAY
Ang circuit ng tulay ay angkop para sa anumang kapangyarihan, ngunit pinaka-epektibo sa matataas na kapangyarihan (para sa mga supply ng kuryente sa mains, ito ay mga kapangyarihan mula sa 2000 W). Ang circuit ay naglalaman ng dalawang pares ng mga transistor ng kapangyarihan na kinokontrol nang sabay-sabay, ngunit ang pangangailangan para sa galvanic na paghihiwalay ng mga emitters ng itaas na pares ay nagpapakilala ng ilang abala. Gayunpaman, ang problemang ito ay ganap na malulutas kapag gumagamit ng mga control transformer o dalubhasang microcircuits, halimbawa, para sa field-effect transistors, maaari mong gamitin ang IR2110 - isang dalubhasang pag-unlad ng International Rectifier.
Gayunpaman, ang seksyon ng kapangyarihan ay walang kahulugan kung hindi ito kinokontrol ng control module.
Mayroong maraming mga dalubhasang microcircuits na may kakayahang kontrolin ang bahagi ng kapangyarihan ng paglipat ng mga suplay ng kuryente, gayunpaman, ang pinakamatagumpay na pag-unlad sa lugar na ito ay TL494, na lumitaw noong nakaraang siglo, gayunpaman, ay hindi nawala ang kaugnayan nito, dahil naglalaman ito ng LAHAT ang mga kinakailangang node para sa pagkontrol sa bahagi ng kapangyarihan ng pagpapalit ng mga suplay ng kuryente. Ang katanyagan ng microcircuit na ito ay pangunahing ipinahiwatig ng pagpapalabas nito ng ilan pangunahing mga tagagawa mga elektronikong bahagi.
Isaalang-alang ang prinsipyo ng pagpapatakbo ng microcircuit na ito, na may buong responsibilidad ay maaaring tawaging isang controller, dahil mayroon itong LAHAT ng kinakailangang mga node.
BAHAGI II
Ano ang aktwal na paraan ng PWM ng regulasyon ng boltahe?
Ang pamamaraan ay batay sa parehong pagkawalang-kilos ng inductance, i.e. hindi nito ang kakayahang agad na pumasa sa agos. Samakatuwid, sa pamamagitan ng pagsasaayos ng tagal ng mga pulso, maaari mong baguhin ang huling pare-parehong boltahe. Bukod dito, para sa paglipat ng mga supply ng kuryente, mas mahusay na gawin ito sa mga pangunahing circuit at sa gayon ay makatipid ng pera sa paglikha ng isang mapagkukunan ng kuryente, dahil ang mapagkukunang ito ay gaganap ng dalawang tungkulin nang sabay-sabay:
- conversion ng boltahe;
- pagpapapanatag ng output boltahe.
Bukod dito, ang init ay ilalabas nang mas mababa kumpara sa linear stabilizer naka-install sa output ng isang hindi-stabilized switching power supply.
Para sa higit pang kalinawan, tingnan ang figure sa ibaba:
Ipinapakita ng figure ang katumbas na circuit ng switching regulator kung saan ang generator ng rectangular pulses V1 ay kumikilos bilang power switch, at R1 bilang load. Tulad ng makikita mula sa figure, na may isang nakapirming output pulse amplitude na 50 V, sa pamamagitan ng pagbabago ng tagal ng pulso, posible na baguhin ang boltahe na ibinibigay sa load sa isang malawak na hanay, at may napakaliit na pagkalugi ng thermal, depende lamang sa ang mga parameter ng power switch na ginamit.
Nalaman namin ang mga prinsipyo ng pagpapatakbo ng yunit ng kuryente, pati na rin ang pamamahala. Ito ay nananatiling ikonekta ang parehong mga node at makakuha ng isang handa na switching power supply.
Ang kapasidad ng pag-load ng TL494 controller ay hindi masyadong malaki, bagaman ito ay sapat na upang makontrol ang isang pares ng power transistors ng uri ng IRFZ44. Gayunpaman, para sa mas malakas na transistors, ang mga kasalukuyang amplifier ay kailangan na na maaaring bumuo ng kinakailangang kasalukuyang sa mga control electrodes ng power transistors. Dahil sinusubukan naming bawasan ang laki ng power supply at lumayo sa hanay ng audio, ang mga MOSFET ang magiging pinakamahusay na paggamit bilang power transistor.
Mga variant ng mga istruktura sa paggawa ng mga MOSFET.
Sa isang banda, ang malalaking alon ay hindi kinakailangan upang makontrol ang isang field-effect transistor - sila ay binuksan ng boltahe. Gayunpaman, mayroong isang langaw sa pamahid sa bariles ng pulot na ito, sa kasong ito, na binubuo sa katotohanan na kahit na ang gate ay may malaking aktibong pagtutol na hindi kumonsumo ng kasalukuyang upang himukin ang transistor, ang gate ay may kapasidad. At para sa pagsingil at paglabas nito, ang mga malalaking alon ay kailangan lamang, dahil sa mataas na mga frequency ng conversion, ang reactance ay nabawasan na sa mga limitasyon na hindi maaaring balewalain. At mas malaki ang kapangyarihan ng power MOSFET transistor, mas malaki ang capacitance ng gate nito.
Halimbawa, kunin ang IRF740 (400V, 10A) na may gate capacitance na 1400pF at ang IRFP460 (500V, 20A) na may gate capacitance na 4200pF. Dahil pareho ang una at pangalawang boltahe ng gate ay hindi dapat lumampas sa ± 20 V, pagkatapos ay kumuha kami ng boltahe ng 15 V bilang control pulses at makita sa simulator kung ano ang nangyayari sa isang generator frequency na 100 kHz sa resistors R1 at R2, na konektado. sa serye na may mga capacitor sa 1400 pF at 4200 pF.
Test stand.
Kapag ang isang kasalukuyang dumadaloy sa isang aktibong pag-load, ang isang boltahe drop ay nabuo dito; sa pamamagitan ng halagang ito, maaaring hatulan ng isang tao ang mga agarang halaga ng dumadaloy na kasalukuyang.
Bumaba sa risistor R1.
Tulad ng makikita mula sa figure, kaagad sa paglitaw ng isang control pulse, humigit-kumulang 10.7 V ay bumaba sa kabuuan ng risistor R1. Sa isang pagtutol ng 10 ohms, nangangahulugan ito na ang agarang kasalukuyang halaga ay umabot sa 1, A (!). Sa sandaling matapos ang pulso sa risistor R1, bumaba rin ang 10.7 V, samakatuwid, upang ma-discharge ang kapasitor C1, kinakailangan ang isang kasalukuyang humigit-kumulang 1 A ..
Upang singilin at i-discharge ang isang 4200 pF na kapasidad sa pamamagitan ng 10 ohm risistor, kinakailangan ang 1.3 A, dahil ang 13.4 V ay bumababa sa 10 ohm risistor.
Ang konklusyon ay nagmumungkahi mismo - upang singilin at i-discharge ang mga kapasidad ng mga pintuan, kinakailangan na ang helmet na tumatakbo sa mga pintuan ng mga transistor ng kapangyarihan ay makatiis ng medyo malalaking alon, sa kabila ng katotohanan na ang kabuuang pagkonsumo ay medyo maliit.
Upang limitahan ang mga agarang kasalukuyang halaga sa mga gate ng field-effect transistors, ang kasalukuyang-limitadong resistors mula 33 hanggang 100 ohms ay karaniwang ginagamit. Ang isang labis na pagbaba sa mga resistor na ito ay nagdaragdag ng agarang halaga ng mga dumadaloy na alon, at ang isang pagtaas ay nagpapataas ng tagal ng transistor ng kapangyarihan sa isang linear mode, na humahantong sa hindi makatwirang pag-init ng huli.
Kadalasan, ginagamit ang isang kadena na binubuo ng isang risistor at isang diode na konektado nang magkatulad. Ang trick na ito ito ay pangunahing ginagamit upang i-unload ang yugto ng kontrol sa panahon ng pagsingil at mapabilis ang paglabas ng kapasidad ng gate.
Isang fragment ng isang single-cycle converter.
Kaya, hindi isang agarang hitsura ng kasalukuyang sa paikot-ikot ng isang power transpormer ay nakamit, ngunit medyo linear. Bagama't pinapataas nito ang temperatura ng yugto ng kuryente, kapansin-pansing binabawasan nito ang mga spike ng self-oscillation na hindi maiiwasang lumitaw kapag ang isang square-wave na boltahe ay inilapat sa paikot-ikot na transpormer.
Self-induction sa pagpapatakbo ng isang single-cycle converter
(pulang linya - boltahe sa paikot-ikot na transpormer, asul - supply ng boltahe, berde - control pulses).
Kaya nalaman namin ang teoretikal na bahagi at maaari kaming gumawa ng ilang mga konklusyon:
Upang lumikha ng isang switching power supply, kinakailangan ang isang transpormer, ang core nito ay gawa sa ferrite;
Upang patatagin ang output boltahe ng isang switching power supply, kinakailangan ang isang PWM method, na kung saan ang TL494 controller ay lubos na matagumpay na nakayanan;
Ang bahagi ng kapangyarihan na may midpoint ay pinaka-maginhawa para sa mababang boltahe na switching power supply;
Ang bahagi ng kapangyarihan ng half-bridge circuitry ay maginhawa para sa maliliit at katamtamang kapangyarihan, at ang mga parameter at pagiging maaasahan nito ay higit na nakadepende sa bilang at kalidad ng mga feed-through capacitor;
Ang bahagi ng kapangyarihan ng uri ng tulay ay mas kapaki-pakinabang para sa malalaking kapangyarihan;
Kapag ginamit sa seksyon ng kapangyarihan ng MOSFET, huwag kalimutan ang tungkol sa kapasidad ng mga pintuan at kalkulahin ang mga elemento ng kontrol na may mga transistor ng kapangyarihan, na naitama para sa kapasidad na ito;
Dahil nalaman namin ang mga indibidwal na node, nagpapatuloy kami sa huling bersyon ng switching power supply. Dahil ang algorithm at circuitry ng lahat ng mga pinagmumulan ng kalahating tulay ay halos pareho, upang linawin kung aling elemento ang kailangan para sa kung ano, susuriin namin ang pinakasikat, na may kapangyarihan na 400 W, na may dalawang bipolar na output na boltahe.
Ito ay nananatiling tandaan ang ilang mga nuances:
Ang mga resistors R23, R25, R33, R34 ay nagsisilbi upang lumikha ng isang RC filter, na lubhang kanais-nais kapag gumagamit ng mga electrolytic capacitor sa output ng mga switching source. Sa isip, siyempre, mas mahusay na gumamit ng mga filter ng LC, ngunit dahil ang "mga mamimili" ay hindi masyadong malakas, maaari kang ganap na makakuha ng isang RC filter. Ang paglaban ng mga resistors na ito ay maaaring gamitin mula 15 hanggang 47 ohms. Ang R23 ay mas mahusay na may kapangyarihan na 1 W, ang natitira sa 0.5 W ay sapat na.
C25 at R28 - isang snubber na nagpapababa ng self-induction emissions sa power transformer winding. Ang mga ito ay pinaka-epektibo sa mga kapasidad na higit sa 1000 pF, ngunit sa kasong ito masyadong maraming init ang nabuo sa risistor. Kinakailangan sa kaso kapag walang mga chokes pagkatapos ng rectifier diodes ng pangalawang power supply (ang karamihan sa mga kagamitan sa pabrika). Kung choke ang ginamit, hindi gaanong kapansin-pansin ang bisa ng mga snubber. Samakatuwid, bihira naming i-install ang mga ito at ang mga pinagmumulan ng kuryente ay hindi gumana nang mas malala mula dito.
Kung ang ilang mga halaga ng mga elemento ay naiiba sa board at sa circuit diagram, ang mga halagang ito ay hindi kritikal - maaari mong gamitin ang pareho.
Kung may mga elemento sa board na wala sa circuit diagram (kadalasan ang mga ito ay mga power capacitor), kung gayon hindi mo mai-install ang mga ito, bagaman ito ay magiging mas mahusay sa kanila. Kung magpasya kang mag-install, kung gayon hindi maaaring gamitin ang mga electrolytic capacitor sa 0.1 ... 0.47 μF, ngunit ang mga electrolytic na may parehong kapasidad tulad ng mga nakuha sa kanila na konektado nang kahanay.
Sa board OPTION 2 Malapit sa mga radiator mayroong isang hugis-parihaba na bahagi na na-drill sa paligid ng perimeter at ang mga power supply control button (on-off) ay naka-install dito. Ang pangangailangan para sa butas na ito ay dahil sa ang katunayan na ang 80 mm fan ay hindi magkasya sa taas upang ayusin ito sa radiator. Samakatuwid, ang fan ay naka-mount sa ibaba ng PCB base.
MGA TAGUBILIN PARA SA SELF-ASSEMBLY
STABILIZED SWITCH POWER SUPPLY
Upang magsimula, dapat mong maingat na basahin ang circuit diagram, gayunpaman, dapat itong palaging gawin bago magpatuloy sa pagpupulong. Ang boltahe converter na ito ay gumagana sa isang half-bridge circuit. Ano ang pagkakaiba sa iba ay inilarawan nang detalyado.
Schematic diagram na nakabalot ng WinRAR lumang bersyon at naisakatuparan sa isang WORD-2000 na pahina, kaya dapat walang mga problema sa pag-print ng pahinang ito. Dito ay isasaalang-alang namin ang mga fragment nito, dahil gusto naming panatilihing lubos na nababasa ang scheme, ngunit hindi ito ganap na magkasya sa screen ng monitor. Kung sakali, maaari mong gamitin ang guhit na ito upang kumatawan sa larawan sa kabuuan, ngunit mas mahusay na mag-print ...
Figure 1 - filter at mains boltahe rectifier. Ang filter ay pangunahing inilaan upang ibukod ang pagtagos ng ingay ng salpok mula sa converter papunta sa network. Ginawa sa batayan ng L-C. Bilang isang inductance, ang isang ferrite core ng anumang hugis ay ginagamit (rod ay mas mahusay na hindi kailangan - isang malaking background mula sa kanila) na may isang sugat solong paikot-ikot. Ang mga sukat ng core ay nakasalalay sa kapangyarihan ng pinagmumulan ng kuryente, dahil mas malakas ang pinagmulan, mas maraming interference ang lilikha nito at mas mahusay ang filter na kinakailangan.
Larawan 1.
Ang tinatayang sukat ng mga core, depende sa kapangyarihan ng pinagmumulan ng kuryente, ay ibinubuod sa Talahanayan 1. Ang paikot-ikot ay sinusugat hanggang sa mapuno ang core, ang diameter (mga) ng wire ay dapat piliin batay sa 4-5 A/ mm2.
| Talahanayan 1 | ||||
|
POWER SUPPLY POWER |
RING CORE |
W-SHAPED CORE |
||
|
Diameter mula 22 hanggang 30 na may kapal na 6-8 mm |
Lapad mula 24 hanggang 30 na may kapal na 6-8 mm |
|||
|
Diameter mula 32 hanggang 40 na may kapal na 8-10 mm |
Lapad mula 30 hanggang 40 na may kapal na 8-10 mm |
|||
|
Diameter mula 40 hanggang 45 na may kapal na 8-10 mm |
Lapad mula 40 hanggang 45 na may kapal na 8-10 mm |
|||
|
Diameter mula 40 hanggang 45 na may kapal na 10-12 mm |
Lapad mula 40 hanggang 45 na may kapal na 10-12 mm |
|||
|
Diameter mula 40 hanggang 45 na may kapal na 12-16 mm |
Lapad mula 40 hanggang 45 na may kapal na 12-16 mm |
|||
|
Diameter mula 40 hanggang 45 na may kapal na 16-20 mm |
Lapad mula 40 hanggang 45 na may kapal na 16-20 mm |
|||
Dito dapat ipaliwanag ng kaunti kung bakit ang diameter (s) at kung ano ang 4-5 A / mm sq.
Ang kategoryang ito ng mga power supply ay kabilang sa high-frequency. Ngayon tandaan natin ang kurso ng pisika, lalo na ang lugar na nagsasabing sa mataas na frequency ang kasalukuyang hindi dumadaloy sa buong cross section ng conductor, ngunit sa ibabaw nito. At mas mataas ang dalas, ang karamihan ng Ang seksyon ng konduktor ay nananatiling hindi ginagamit. Para sa kadahilanang ito, sa pulsed high-frequency device, ang mga windings ay ginawa gamit ang mga bundle, i.e. ilang mas manipis na konduktor ang kinuha at idinagdag. Pagkatapos ang resultang bundle ay bahagyang baluktot sa kahabaan ng axis upang ang mga indibidwal na konduktor ay hindi dumikit magkaibang panig sa panahon ng paikot-ikot, ang mga paikot-ikot ay nasugatan din sa bundle na ito.
Ang 4-5 A / mm kv ay nangangahulugan na ang pag-igting sa konduktor ay maaaring umabot mula apat hanggang limang amperes bawat square millimeter. Ang parameter na ito ay responsable para sa pagpainit ng konduktor dahil sa pagbagsak ng boltahe dito, dahil ang konduktor ay may, bagaman hindi malaki, ngunit paglaban pa rin. Sa teknolohiya ng pulso, ang mga paikot-ikot na produkto (chokes, mga transformer) ay may medyo maliit na sukat, samakatuwid sila ay mahusay na palamig, kaya ang pag-igting ay maaaring magamit nang eksakto 4-5 A / mm sq. Ngunit para sa mga tradisyonal na mga transformer na ginawa sa bakal, ang parameter na ito ay hindi dapat lumampas sa 2.5-3 A / mm sq. Gaano karaming mga wire at kung anong seksyon ang makakatulong upang makalkula ang plato ng mga diameters. Bilang karagdagan, sasabihin sa iyo ng plato kung anong kapangyarihan ang maaaring makuha sa pamamagitan ng paggamit ng isa o ibang bilang ng mga wire ng magagamit na wire, kung gagamitin mo ito bilang pangunahing paikot-ikot ng isang power transformer. Buksan ang plato.
Ang kapasidad ng kapasitor C4 ay dapat na hindi bababa sa 0.1 uF, kung ito ay ginagamit sa lahat. Boltahe 400-630 V. Pagbubuo kung ito ay ginagamit sa lahat hindi ito ginagamit nang walang kabuluhan - ang pangunahing filter ay ang inductor L1, at ang inductance nito ay naging medyo malaki at ang posibilidad ng pagtagos ng high-frequency interference ay nabawasan sa halos zero na mga halaga.
Ang diode bridge VD ay ginagamit upang itama ang alternating mains boltahe. Bilang isang tulay ng diode, ginagamit ang isang RS-type na pagpupulong (mga end terminal). Para sa lakas na 400 W, maaari mong gamitin ang RS607, RS807, RS1007 (sa 700 V, 6, 8 at 10 A, ayon sa pagkakabanggit), dahil ang mga sukat ng pag-install ng mga diode bridge na ito ay pareho.
Ang mga capacitor C7, C8, C11 at C12 ay kinakailangan upang mabawasan ang ingay ng salpok na nilikha ng mga diode kapag ang AC boltahe ay lumalapit sa zero. Ang kapasidad ng mga capacitor na ito ay mula 10 nF hanggang 47 nF, ang boltahe ay hindi mas mababa sa 630 V. Gayunpaman, pagkatapos ng ilang mga sukat, natagpuan na ang L1 ay mahusay na nakayanan ang mga interferences na ito, at sapat na ang capacitor C17 upang maalis ang impluwensya sa pangunahing mga circuit. Bilang karagdagan, ang mga kapasidad ng mga capacitor C26 at C27 ay nag-aambag din - para sa pangunahing boltahe, ang mga ito ay dalawang capacitor na konektado sa serye. Dahil ang kanilang mga rating ay pantay, ang pangwakas na kapasidad ay nahahati sa 2 at ang kapasidad na ito ay hindi lamang nagsisilbi upang patakbuhin ang power transpormer, ngunit pinipigilan din ang ingay ng salpok sa pangunahing supply ng kuryente. Batay dito, inabandona namin ang paggamit ng C7, C8, C11 at C12, ngunit kung talagang may gustong i-install ang mga ito, mayroong sapat na espasyo sa board, mula sa gilid ng mga track.
Ang susunod na fragment ng circuit ay ang kasalukuyang mga limiter sa R8 at R11 (Figure 2). Ang mga resistor na ito ay kinakailangan upang bawasan ang kasalukuyang singilin ng mga electrolytic capacitor na C15 at C16. Ang panukalang ito kinakailangan, dahil ang isang napakalaking kasalukuyang ay kinakailangan sa sandali ng paglipat. Ni ang fuse o ang VD diode bridge ay hindi kaya, kahit na sa maikling panahon, na makatiis ng napakalakas na paggulong ng alon, kahit na nililimitahan ng inductance L1 ang maximum na halaga ng dumadaloy na kasalukuyang, sa kasong ito ay hindi ito sapat. Samakatuwid, ang kasalukuyang-paglilimita ng mga resistor ay ginagamit. Ang kapangyarihan ng 2 W resistors ay pinili hindi dahil sa init na nabuo, ngunit dahil sa medyo malawak na resistive layer na maaaring makatiis sa isang kasalukuyang 5-10 A para sa isang maikling panahon. Para sa mga power supply hanggang sa 600 W, maaari mong gumamit ng mga resistor na may kapangyarihan at 1 W, o gumamit ng isang resistor na kapangyarihan ng 2 W, kinakailangan lamang na sumunod sa kondisyon - ang kabuuang pagtutol ng circuit na ito ay hindi dapat mas mababa sa 150 ohms at hindi dapat higit sa 480 ohms. Kung ang paglaban ay masyadong mababa, ang pagkakataon ng pagkasira ng resistive layer ay tumataas, kung ito ay masyadong mataas, ang oras ng pagsingil para sa C15, C16 ay tumataas at ang boltahe sa kanila ay walang oras upang lapitan ang maximum na halaga kapag ang relay K1 ay nagpapatakbo at ang mga contact ng relay na ito ay kailangang lumipat ng masyadong maraming kasalukuyang. Kung ang mga resistor ng wire-wound ay ginagamit sa halip na mga resistor ng MLT, kung gayon ang kabuuang pagtutol ay maaaring mabawasan sa 47 ... 68 ohms.
Ang kapasidad ng mga capacitor C15 at C16 ay pinili din depende sa kapangyarihan ng pinagmulan. Maaari mong kalkulahin ang kinakailangang kapasidad gamit ang isang simpleng formula: ONE WATT NG OUTPUT POWER AY KINAKAILANGAN NG 1 µF NG PANGUNAHING POWER FILTER CAPACITORS. Kung mayroon kang mga pagdududa tungkol sa iyong mga kakayahan sa matematika, maaari mong gamitin ang plato, kung saan inilalagay mo lamang ang kapangyarihan ng pinagmumulan ng kapangyarihan na gagawin mo at makita kung gaano karami at kung anong uri ng mga capacitor ang kailangan mo. Mangyaring tandaan na ang board ay idinisenyo para sa pag-install ng mga electrolytic capacitor ng network na may diameter na 30 mm.
Larawan 3
Ipinapakita ng Figure 3 ang pagsusubo ng mga resistor, ang pangunahing layunin nito ay upang mabuo ang panimulang boltahe. Ang kapangyarihan ay hindi mas mababa sa 2 W, naka-install ang mga ito sa board nang pares, isa sa itaas ng isa. Paglaban mula 43 kOhm hanggang 75 kOhm. Ito ay VERY kanais-nais na ang LAHAT ng mga resistors ay may parehong rating - sa kasong ito, ang init ay ibinahagi nang pantay-pantay. Para sa maliliit na kapangyarihan, ang isang maliit na relay na may mababang pagkonsumo ay ginagamit, kaya 2 o tatlong pagsusubo resistors ay maaaring dispensed sa. Sa board ay naka-install sa ibabaw ng bawat isa.
Larawan 4
Figure 4 - power supply regulator ng control module - sa anumang kaso, isang intergarl regulator para sa + 15V. Nangangailangan ng radiator. Sukat ... Karaniwan, sapat na ang isang radiator mula sa penultimate cascade ng mga domestic amplifier. Maaari kang humingi ng isang bagay sa mga workshop sa TV - Karaniwang mayroong 2-3 na angkop na radiator ang mga TV board. Ang pangalawa ay ginagamit lamang upang palamig ang VT4 transistor, na kumokontrol sa bilis ng fan (Larawan 5 at 6). Ang mga capacitor C1 at C3 ay maaari ding gamitin sa 470 uF sa 50 V, ngunit ang kapalit na ito ay angkop lamang para sa mga power supply gamit ang isang tiyak na uri ng relay, kung saan ang coil resistance ay medyo malaki. Sa mas makapangyarihang mga mapagkukunan, isang mas malakas na relay ang ginagamit at ang pagbaba sa kapasidad ng C1 at C3 ay lubos na hindi kanais-nais.
Larawan 5 
Larawan 6
Transistor VT4 - IRF640. Maaaring palitan ng IRF510, IRF520, IRF530, IRF610, IRF620, IRF630, IRF720, IRF730, IRF740, atbp. A.
Transistor VT1 - halos anumang direktang transistor na may pinakamataas na kasalukuyang higit sa 1 A, mas mabuti na may maliit na boltahe ng saturation. Ang mga transistor sa TO-126 at TO-220 na mga kaso ay nagiging pantay na mahusay, kaya maaari kang pumili ng maraming kapalit. Kung i-tornilyo mo ang isang maliit na radiator, kung gayon kahit na ang KT816 ay medyo angkop (Larawan 7).
Larawan 7
Relay K1 - TRA2 D-12VDC-S-Z o TRA3 L-12VDC-S-2Z. Sa katunayan, ito ang pinaka-ordinaryong relay na may 12 V winding at isang contact group na may kakayahang lumipat ng 5 A o higit pa. Maaari mong gamitin ang mga relay na ginagamit sa ilang TV para i-on ang demagnetization loop, tandaan lang na ang contact group sa naturang mga relay ay may ibang pinout, at kahit na ito ay nasa board nang walang anumang problema, dapat mong tingnan kung aling mga pin ang malapit. kapag inilapat ang boltahe sa likid. Ang TRA2 ay naiiba sa TRA3 dahil ang TRA2 ay may isang contact group na may kakayahang lumipat ng kasalukuyang hanggang 16 A, at ang TRA3 ay may 2 contact group na 5A bawat isa.
Sa pamamagitan ng paraan, ang naka-print na circuit board ay inaalok sa dalawang bersyon, lalo na sa paggamit ng isang relay at wala ito. Ang variant na walang relay ay hindi gumagamit ng pangunahing boltahe na soft start system, samakatuwid ang variant na ito ay angkop para sa isang power supply na may kapangyarihan na hindi hihigit sa 400 W, dahil ito ay lubos na hindi inirerekomenda na lumipat sa isang "direktang" kapasidad ng higit pa higit sa 470 uF nang walang kasalukuyang limitasyon. Bilang karagdagan, ang isang tulay na may pinakamataas na kasalukuyang 10 A AY DAPAT gamitin bilang isang VD diode bridge, i.e. RS1007. Well, ang papel ng relay sa bersyon na walang malambot na pagsisimula ay ginagampanan ng LED. Ang standby function ay nai-save.
Mga Pindutan SA2 at SA3 (pinapalagay na ang SA1 ay isang power switch) - mga pindutan ng anumang uri nang walang pag-aayos, kung saan maaari kang gumawa ng isang hiwalay na naka-print na circuit board, o maaari mong gilingin ito sa isa pang maginhawang paraan. Dapat tandaan na ang mga contact ng button ay galvanically konektado sa 220 V network, samakatuwid, kinakailangang ibukod ang posibilidad na hawakan ang mga ito sa panahon ng pagpapatakbo ng pinagmumulan ng kuryente.
Mayroong ilang mga analogue ng TL494 controller, maaari mong gamitin ang anuman, tandaan lamang na ang iba't ibang mga tagagawa ay maaaring may ilang mga pagkakaiba sa mga parameter. Halimbawa, kapag pinapalitan ang isang tagagawa ng isa pa, ang dalas ng conversion ay maaaring magbago, ngunit hindi gaanong, ngunit ang output boltahe ay maaaring magbago ng hanggang 15%.
Ang IR2110, sa prinsipyo, ay hindi isang mahirap na driver, at wala itong maraming mga analogue - IR2113, ngunit ang IR2113 ay may higit pang mga pagpipilian sa pakete, kaya mag-ingat - kailangan mo ng isang DIP-14 na pakete.
Kapag ini-mount ang board, sa halip na microcircuits, mas mahusay na gumamit ng mga konektor para sa microcircuits (sockets), sa isip - collet, ngunit maaari ding gamitin ang mga ordinaryong. Ang panukalang ito ay maiiwasan ang ilang hindi pagkakaunawaan, dahil napakaraming kasal sa pagitan ng parehong TL494 (walang output pulse, bagaman gumagana ang clock generator), at sa IR2110 (walang control pulse sa upper transistor), kaya dapat na sumang-ayon ang mga kondisyon ng warranty. kasama ang nagbebenta ng microcircuits.
Larawan 8
Ipinapakita ng Figure 8 ang power section. Mas mainam na gumamit ng mabilis na diode VD4 ... VD5, halimbawa SF16, ngunit sa kawalan ng ganoon, ang HER108 ay angkop din. C20 at C21 - isang kabuuang kapasidad na hindi bababa sa 1 uF, kaya maaari kang gumamit ng 2 capacitor na 0.47 uF. Ang boltahe ay hindi bababa sa 50 V, sa isip - isang film capacitor na 1 μF 63 V (sa kaganapan ng isang breakdown ng power transistors, ang pelikula ay nananatiling buo, at ang multilayer ceramic ay namatay). Para sa mga power supply hanggang sa 600 W, ang paglaban ng resistors R24 at R25 ay maaaring mula 22 hanggang 47 ohms, dahil ang mga capacitance ng gate ng mga power transistors ay hindi masyadong malaki.
Ang mga power transistor ay maaaring alinman sa mga ibinigay sa talahanayan 2 (case TO-220 o TO-220R).
| talahanayan 2 | ||||||
|
Pangalan |
kapasidad ng gate, |
Pinakamataas na boltahe, |
Max kasalukuyang, |
lakas-thermal, |
Paglaban, |
|
|
|
||||||
| Kung ang thermal power ay hindi lalampas sa 40 W, kung gayon ang transistor housing ay ganap na plastik at ang isang mas malaking heat sink ay kinakailangan upang hindi dalhin ang kristal na temperatura sa isang kritikal na halaga. Boltahe ng gate para sa lahat ng hindi hihigit sa ±20 V |
||||||
Thyristors VS1 at VS, sa prinsipyo, ang tatak ay hindi mahalaga, ang pangunahing bagay ay ang maximum na kasalukuyang ay dapat na hindi bababa sa 0.5 A at ang kaso ay dapat na TO-92. Ginagamit namin ang alinman sa MCR100-8 o MCR22-8.
Ang mga diode para sa low-current power supply (Figure 9) ay kanais-nais na pumili sa isang maikling oras ng pagbawi. Ang mga diode ng serye ng HER, tulad ng HER108, ay medyo angkop, ngunit ang iba ay maaari ding gamitin, tulad ng SF16, MUR120, UF4007. Resistors R33 at R34 para sa 0.5 W, paglaban mula 15 hanggang 47 ohms, na may R33 \u003d R34. Ang service winding na tumatakbo sa VD9-VD10 ay dapat na na-rate para sa 20 V na nagpapatatag na boltahe. Sa paikot-ikot na talahanayan ng pagkalkula, ito ay minarkahan ng pula.
Larawan 9
Ang mga power rectifier diode ay maaaring gamitin pareho sa TO-220 package at sa TO-247 package. Sa parehong mga bersyon ng naka-print na circuit board, ipinapalagay na ang mga diode ay mai-install sa itaas ng isa at konektado sa board na may mga conductor (Larawan 10). Siyempre, kapag nag-i-install ng mga diode, dapat gamitin ang thermal paste at insulating gaskets (mica).
Larawan 10
Bilang rectifier diodes, ito ay kanais-nais na gumamit ng mga diode na may maikling oras ng pagbawi, dahil ang pag-init ng mga diode sa idle ay nakasalalay dito (ang panloob na kapasidad ng mga diode ay nakakaapekto at sila ay uminit lamang sa kanilang sarili, kahit na walang pag-load). Ang listahan ng mga opsyon ay buod sa talahanayan 3
| Talahanayan 3 | |||
|
Pangalan |
Pinakamataas na boltahe, |
maximum na kasalukuyang, |
oras ng pagbawi, |
Ang kasalukuyang transpormer ay gumaganap ng dalawang tungkulin - ito ay ginagamit nang tumpak bilang isang kasalukuyang transpormer at bilang isang inductance na konektado sa serye na may pangunahing paikot-ikot ng power transpormer, na nagbibigay-daan upang bahagyang bawasan ang rate ng kasalukuyang hitsura sa pangunahing paikot-ikot, na humahantong sa isang pagbaba sa self-induction emissions (Larawan 11).
Larawan 11
Mahigpit na mga formula para sa pagkalkula transpormer na ito Hindi, ngunit narito ang ilang mga paghihigpit na lubos na inirerekomenda:
| PARA SA MGA KAPANGYARIHAN MULA 200 HANGGANG 500 W - RING NA MAY DIAMETER 12...18 MM PARA SA KAPANGYARIHAN MULA 400 HANGGANG 800 W - RING NA MAY DIAMETER 18...26 MM PARA SA KAPANGYARIHAN MULA 800 HANGGANG 1800 W - RING NA MAY DIAMETER 22...32 MM PARA SA KAPANGYARIHAN MULA 1500 HANGGANG 3000 W - RING NA MAY DIAMETER 32...48 MM |
FERRITE RINGS, PERMEABILITY 2000, KAPAL 6...12 MM |
BILANG NG PAGLILILIKO NG PANGUNAHING PAGPAPILIPIT:
3 liko PARA SA MASAMANG KONDISYON NG PAGLAMIG AT 5 LIKO KUNG DIREKTA NA BUMUBOG ANG FAN SA BOARD
BILANG NG PAGLIKO NG SECONDARY WINDING:
12...14 PARA SA PANGUNAHING 3 PAGLIKO AT 20...22 PARA SA PANGUNAHING NG 5 PAGLIKO
HIGIT NA MAS KONVENIENT NA I-WIND ANG TRANSFORMER SECTIONALLY - ANG PRIMARY WINDING AY HINDI NAKA-LOCK SA SECONDARY. SA KASONG ITO, HINDI TRABAHO ANG REWIND-REWIND ANG COIL SA PRIMARY WINDING. SA FINAL KAPAG ANG LOAD AY 60% MULA SA MAXIMUM SA MATAAS NA OUTPUT R27 DAPAT MGA 12 ... 15 V
Ang pangunahing paikot-ikot ng transpormer ay sugat sa parehong paraan tulad ng pangunahing paikot-ikot ng power transpormer TV2, pangalawa na may double wire na may diameter na 0.15 ... 0.3 mm.
Para sa paggawa ng isang power transpormer ng isang pulsed power supply, dapat mong gamitin ang programa para sa pagkalkula ng mga pulse transformer. Ang disenyo ng core ay walang pangunahing kahalagahan - maaari itong maging parehong toroidal at W-shaped. Pinapayagan ka ng mga naka-print na circuit board na gamitin ang pareho nang walang mga problema. Kung ang kabuuang kapasidad ng medium na hugis W ay hindi sapat, maaari din itong itiklop sa isang pakete, tulad ng mga singsing (Figure 12).
Larawan 12
Maaari kang makakuha ng mga hugis-W na ferrite sa mga workshop sa TV - hindi madalas, ngunit nabigo ang mga power transformer sa mga TV. Ang pinakamadaling paraan upang makahanap ng mga power supply mula sa mga domestic TV ay ang ika-3 ... ika-5. Huwag kalimutan na kung ang isang transpormer ng dalawa o tatlong mga daluyan ay kinakailangan, kung gayon ang LAHAT ng mga daluyan ay dapat na may parehong tatak, i.e. para sa disassembly, kinakailangan na gumamit ng mga transformer ng parehong uri.
Kung ang power transpormer ay gawa sa mga singsing na 2000, maaaring gamitin ang talahanayan 4.
|
IMPLEMENTASYON |
TOTOO |
PARAMETER |
DALAS NG CONVERSION |
||||||
|
POSIBLE PA |
OPTIMAL |
MALAKAS NA INIT |
|||||||
|
1 singsing |
PANGKALAHATANG KAPANGYARIHAN |
||||||||
| NAKA-ON ANG FIRST WINDING | |||||||||
|
2 singsing |
PANGKALAHATANG KAPANGYARIHAN |
||||||||
| NAKA-ON ANG FIRST WINDING | |||||||||
|
1 singsing |
PANGKALAHATANG KAPANGYARIHAN |
||||||||
| NAKA-ON ANG FIRST WINDING | |||||||||
|
2 singsing |
PANGKALAHATANG KAPANGYARIHAN |
||||||||
| NAKA-ON ANG FIRST WINDING | |||||||||
|
3 singsing |
PANGKALAHATANG KAPANGYARIHAN |
|
|
|
|||||
| NAKA-ON ANG FIRST WINDING |
|
|
|
||||||
|
4 NA singsing A |
PANGKALAHATANG KAPANGYARIHAN |
|
|
|
|
|
|||
| NAKA-ON ANG FIRST WINDING |
|
|
|
|
|
||||
| ANG BILANG NG MGA PAGPILIPIT NG PANGALAWANG PAGPILIPIT AY KINUKULANG SA PAMAMAGITAN NG PROPORTYON, Isinasaalang-alang ang boltahe SA PANGUNAHING PILIPINAS AY 155 V O GAMIT ANG TABLE ( PALITAN LANG ANG MGA DILAW NA SEL) | |||||||||
Mangyaring tandaan na ang pag-stabilize ng boltahe ay isinasagawa gamit ang PWM, samakatuwid ang output rate na boltahe ng pangalawang windings ay dapat na hindi bababa sa 30% na higit pa kaysa sa kailangan mo. Ang pinakamainam na mga parameter ay nakuha kapag ang kinakalkula na boltahe ay 50 ... 60% higit pa kaysa sa kinakailangan upang patatagin. Halimbawa, kailangan mo ng isang mapagkukunan na may output boltahe na 50 V, samakatuwid, ang pangalawang paikot-ikot ng isang power transpormer ay dapat na idinisenyo para sa isang output boltahe ng 75 ... 80 V. Sa talahanayan para sa pagkalkula ng pangalawang paikot-ikot, ang koepisyent na ito ay isinasaalang-alang.
Ang pagdepende ng dalas ng conversion sa mga rating ng C5 at R5 ay ipinapakita sa graph:
Hindi inirerekomenda na gumamit ng medyo malaking resistance R5 - masyadong malaki ang magnetic field ay hindi malayo at posible ang mga pickup. Samakatuwid, kami ay tumutuon sa "average" R5 rating ng 10 kOhm. Sa tulad ng isang pagtutol ng frequency-setting resistor, ang mga sumusunod na conversion frequency ay nakuha:
|
Mga parameter na nakuha mula sa tagagawa na ito |
dalas ng conversion |
||
|
|
|||
(!) Narito ang ilang mga salita ay dapat sabihin tungkol sa paikot-ikot ng transpormer. Madalas, ang mga galit ay dumarating, sabi nila, kung kailan sariling paggawa ang pinagmulan ay alinman ay hindi naghahatid ng kinakailangang kapangyarihan, o ang mga transistor ng kapangyarihan ay napakainit kahit na walang load.
Sa tapat na pagsasalita, nakatagpo din kami ng ganoong problema gamit ang 2000 na singsing, ngunit mas madali para sa amin - ang pagkakaroon ng mga kagamitan sa pagsukat ay naging posible upang malaman kung ano ang dahilan ng mga naturang insidente, at ito ay naging lubos na inaasahan - ang magnetic ang pagkamatagusin ng ferrite ay hindi tumutugma sa pagmamarka. Sa madaling salita, sa mga "mahina" na mga transformer, ang pangunahing paikot-ikot ay kailangang i-unwound, sa kabaligtaran, sa "heating power transistors" - upang masira.
Maya-maya, inabandona namin ang paggamit ng mga singsing, gayunpaman, ang ferrite na ginagamit namin ay hindi naka-maskara, kaya gumawa kami ng mga marahas na hakbang. Ang isang transpormer na may tinantyang bilang ng mga pagliko ng pangunahing paikot-ikot ay konektado sa naka-assemble at na-debug na board at ang dalas ng conversion ay binago ng trimming resistor na naka-install sa board (sa halip na R5, isang 22 kOhm trimmer ang naka-install). Sa sandali ng paglipat, ang dalas ng conversion ay nakatakda sa loob ng 110 kHz at nagsisimulang bumaba sa pamamagitan ng pag-ikot ng tuning resistor engine. Kaya, ang dalas kung saan ang core ay nagsisimula sa saturate ay nalaman, i.e. kapag ang mga power transistors ay nagsimulang magpainit nang walang load. Kung ang dalas ay bumaba sa ibaba 60 kHz, pagkatapos ay ang pangunahing paikot-ikot ay unwound; kung ang temperatura ay magsisimulang tumaas ng 80 kHz, pagkatapos ay ang pangunahing paikot-ikot ay rewound. Kaya, ang bilang ng mga pagliko para sa partikular na core na ito ay tinutukoy, at pagkatapos lamang na ang pangalawang paikot-ikot ay sugat gamit ang plate na iminungkahi sa itaas, at ang bilang ng mga pagliko ng pangunahing para sa isa o ibang daluyan ay ipinahiwatig sa mga pakete.
Kung ang kalidad ng iyong core ay may pagdududa, pagkatapos ay mas mahusay na gumawa ng isang board, suriin ito para sa operability, at pagkatapos lamang na gumawa ng isang power transpormer gamit ang paraan na inilarawan sa itaas.
Pag-stabilize ng throttle group. Sa ilang mga lugar, kahit na ang paghuhusga ay kumikislap na hindi siya maaaring gumana sa anumang paraan, dahil ang patuloy na boltahe ay dumadaloy sa kanya. Sa isang banda, tama ang mga naturang paghuhusga - ang boltahe ay talagang may parehong polarity, na nangangahulugang maaari itong makilala bilang pare-pareho. Gayunpaman, ang may-akda ng naturang paghatol ay hindi isinasaalang-alang ang katotohanan na ang boltahe, bagaman pare-pareho, ay pulsating, at sa panahon ng operasyon, hindi isang proseso (kasalukuyang daloy) ang nangyayari sa node na ito, ngunit marami, dahil ang inductor ay naglalaman ng hindi isa. paikot-ikot, ngunit hindi bababa sa dalawa (kung ang output boltahe ay nangangailangan ng bipolar) o 4 na paikot-ikot kung dalawang bipolar na boltahe ang kailangan (Larawan 13).
Posibleng gumawa ng isang mabulunan pareho sa singsing at sa hugis-W na ferrite. Ang mga sukat siyempre ay nakasalalay sa kapangyarihan. Para sa mga kapangyarihan hanggang sa 400-500 W, sapat na ang medium mula sa surge protector para sa pagpapagana ng mga TV na may dayagonal na 54 cm pataas (Figure 14). Ang pangunahing disenyo ay hindi kritikal
Larawan 14
Ito ay nasugatan sa parehong paraan tulad ng isang power transpormer - mula sa ilang manipis na conductor na napilipit sa isang bundle o nakadikit sa isang tape sa rate na 4-5 A / mm sq. Theoretically - mas maraming mga liko - mas mabuti, kaya ang paikot-ikot ay inilatag bago mapuno ang window, at kaagad sa 2 (kung kailangan mo ng bipolar source) o 4 na mga wire (kung kailangan mo ng source na may dalawang bipolar voltages.
Pagkatapos smoothing capacitors ay output chokes. Walang mga espesyal na kinakailangan para sa kanila, mga sukat ... Ang mga board ay idinisenyo para sa pag-install ng mga core mula sa mga filter ng kapangyarihan ng TV mains. I-wind up hanggang mapuno ang bintana, cross section sa rate na 4-5 A / mm sq (Figure 15).
Larawan 15
Ang tape ay nabanggit sa itaas bilang isang paikot-ikot. Narito ito ay kinakailangan upang huminto ng kaunti pa sa detalye.
Ano ang mas maganda? Tie o tape? Ang parehong mga pamamaraan ay may kanilang mga pakinabang at disadvantages. Ang paggawa ng isang bundle ay ang pinakamadaling paraan - iunat ang kinakailangang bilang ng mga wire, at pagkatapos ay i-twist ang mga ito sa isang bundle gamit ang isang drill. Gayunpaman, pinapataas ng pamamaraang ito ang kabuuang haba ng mga konduktor dahil sa panloob na pamamaluktot, at hindi rin pinapayagan ang pagkamit ng pagkakakilanlan ng magnetic field sa lahat ng mga konduktor ng bundle, at ito, kahit na hindi malaki, ay pagkawala pa rin ng init.
Ang paggawa ng tape ay mas labor-intensive at medyo mas mahal, dahil ang kinakailangang bilang ng mga conductor ay nakaunat at pagkatapos, sa tulong ng polyurethane glue (TOP-TOP, SPECIALIST, MOMENT-CRYSTAL) ay nakadikit sa isang tape. Ang pandikit ay inilapat sa wire sa maliliit na bahagi - 15 ... 20 cm ang haba ng konduktor, at pagkatapos, hawak ang bundle sa pagitan ng mga daliri, kuskusin nila ito, parang, tinitiyak na ang mga wire ay magkasya sa tape, katulad ng mga tape bundle na ginagamit upang ikonekta ang disk media sa motherboard ng mga IBM computer. Matapos madikit ang pandikit, ang isang bagong bahagi ay inilapat sa 15 ... 20 cm ng haba ng mga wire at pinakinis muli gamit ang iyong mga daliri hanggang sa makuha ang isang tape. At kaya kasama ang buong haba ng konduktor (Larawan 16).
Larawan 16
Matapos ganap na matuyo ang pandikit, ang tape ay sugat sa core, at ang paikot-ikot na may malaking bilang ng mga liko (bilang isang panuntunan, na may isang mas maliit na seksyon ng krus) ay nasugatan muna, at mas maraming high-current windings ang nasa itaas. Pagkatapos paikot-ikot ang unang layer, kinakailangang "ilagay" ang tape sa loob ng singsing gamit ang isang hugis-kono na peg na hiwa mula sa kahoy. Ang maximum na diameter ng peg ay katumbas ng panloob na diameter ng ginamit na singsing, at ang pinakamababa ay 8…10 mm. Ang haba ng kono ay dapat na hindi bababa sa 20 cm at ang pagbabago sa diameter ay dapat na pare-pareho. Pagkatapos ng paikot-ikot sa unang layer, ang singsing ay inilalagay lamang sa peg at pinindot nang may lakas upang ang singsing ay masikip nang malakas sa peg. Pagkatapos ay tinanggal ang singsing, ibalik at ilagay muli ang peg na may parehong puwersa. Ang peg ay dapat sapat na malambot upang hindi makapinsala sa pagkakabukod ng paikot-ikot na kawad, kaya ang mga hardwood ay hindi angkop para sa layuning ito. Kaya, ang mga konduktor ay inilatag nang mahigpit ayon sa hugis ng panloob na diameter ng core. Pagkatapos ng paikot-ikot sa susunod na layer, ang wire ay muling "inilatag" na may isang peg, at ito ay ginagawa pagkatapos ng paikot-ikot sa bawat susunod na layer.
Pagkatapos paikot-ikot ang lahat ng windings (hindi nakakalimutang gumamit ng interwinding insulation), ipinapayong magpainit ang transpormer sa 80 ... 90 ° C sa loob ng 30-40 minuto (maaari mong gamitin ang oven ng isang gas o electric stove sa kusina , ngunit hindi ka dapat magpainit). Sa temperatura na ito, ang polyurethane adhesive ay nagiging nababanat at muling nakakakuha ng mga katangian ng malagkit sa pamamagitan ng gluing magkasama hindi lamang ang mga conductor na matatagpuan parallel sa tape mismo, kundi pati na rin ang mga matatagpuan sa itaas, i.e. ang mga layer ng windings ay nakadikit, na nagdaragdag ng mekanikal na tigas sa mga windings at nag-aalis ng anumang mga sound effect, ang hitsura nito kung minsan ay nangyayari kapag ang mga conductor ng power transpormer ay hindi maayos na pinagsama (Figure 17).
Larawan 17
Ang mga bentahe ng naturang paikot-ikot ay upang makakuha ng isang magkaparehong magnetic field sa lahat ng mga wire ng tape bundle, dahil ang mga ito ay geometrically na matatagpuan sa parehong paraan na may paggalang sa magnetic field. Ang nasabing tape conductor ay mas madaling maipamahagi nang pantay-pantay sa buong perimeter ng core, na napakahalaga kahit para sa mga tipikal na mga transformer, at para sa mga transformer ng pulso ito ay MANDATORY na kondisyon. Gamit ang isang tape, maaari mong makamit ang isang medyo masikip na paikot-ikot, at sa pamamagitan ng pagtaas ng pag-access ng paglamig ng hangin sa mga liko na matatagpuan nang direkta sa loob ng paikot-ikot. Upang gawin ito, sapat na upang hatiin ang bilang ng mga kinakailangang wire sa dalawa at gumawa ng dalawang magkaparehong mga teyp na sugat sa ibabaw ng bawat isa. Papataasin nito ang kapal ng paikot-ikot, ngunit magkakaroon ng malaking distansya sa pagitan ng mga pagliko ng tape, na nagbibigay ng air access sa loob ng transpormer.
Bilang isang pagkakabukod ng interlayer, pinakamahusay na gumamit ng isang fluoroplastic film - ito ay napaka-nababanat, na nagbabayad para sa pag-igting ng isang gilid na nangyayari kapag ang sugat sa isang singsing, ay may medyo mataas na boltahe ng pagkasira, ay hindi sensitibo sa mga temperatura hanggang sa 200 ° C at napakanipis, i.e. hindi kukuha ng maraming espasyo sa pangunahing window. Ngunit hindi ito palaging magagamit. Maaaring gamitin ang vinyl tape, ngunit sensitibo ito sa mga temperaturang higit sa 80°C. Ang de-koryenteng tape na nakabatay sa materyal ay lumalaban sa mga temperatura, ngunit may mababang boltahe ng pagkasira, kaya kapag ginagamit ito, kinakailangan na mag-wind ng hindi bababa sa 2 layer.
Anumang konduktor at sa anumang pagkakasunud-sunod na iikot mo ang mga chokes at power transformer, dapat mong tandaan ang haba ng mga lead
Kung ang mga inductors at power transformer ay ginawa gamit ang mga ferrite ring, hindi natin dapat kalimutan na bago paikot-ikot ang mga gilid ng ferrite ring ay dapat bilugan, dahil medyo matalim ang mga ito, at ang materyal na ferrite ay medyo matibay at maaaring makapinsala sa pagkakabukod sa paikot-ikot na alambre. Pagkatapos ng pagproseso, ang ferrite ay nakabalot sa fluoroplastic tape o tela tape at ang unang paikot-ikot ay sugat.
Para sa kumpletong pagkakakilanlan ng parehong mga paikot-ikot, ang mga paikot-ikot ay nasugatan kaagad sa dalawang mga wire (ibig sabihin sa dalawang mga bundle nang sabay-sabay), na, pagkatapos ng paikot-ikot, ay tinatawag at ang simula ng isang paikot-ikot ay konektado sa dulo ng isa pa.
Pagkatapos ng paikot-ikot na transpormer, kinakailangan upang alisin ang pagkakabukod ng barnis sa mga wire. Ito ang pinaka hindi kasiya-siyang sandali, dahil ito ay napakahirap.
Una sa lahat, kinakailangan upang ayusin ang mga output sa transpormer mismo at ibukod ang paghila ng mga indibidwal na mga wire ng kanilang bundle sa ilalim ng mekanikal na stress. Kung ang tourniquet ay tape, i.e. nakadikit at pinainit pagkatapos ng paikot-ikot, sapat na upang i-wind ang ilang mga liko sa mga gripo na may parehong paikot-ikot na wire nang direkta malapit sa katawan ng transpormer. Kung ang isang baluktot na bundle ay ginagamit, pagkatapos ay dapat itong karagdagang baluktot sa base ng output at maayos din sa pamamagitan ng pag-ikot ng ilang mga liko ng kawad. Dagdag pa, ang mga konklusyon ay sinusunog ng isang gas burner nang sabay-sabay, o ang mga ito ay nililinis nang paisa-isa gamit ang isang clerical cutter. Kung ang barnis ay annealed, pagkatapos pagkatapos ng paglamig, ang mga wire ay protektado ng papel de liha at baluktot.
Pagkatapos alisin ang barnisan, pagtatalop at pag-twist, ang output ay dapat protektahan mula sa oksihenasyon, i.e. takpan ng rosin flux. Pagkatapos ay naka-install ang transpormer sa board, ang lahat ng mga output, maliban sa output ng pangunahing paikot-ikot na konektado sa mga transistors ng kapangyarihan, ay ipinasok sa kaukulang mga butas, kung sakali, ang mga windings ay dapat na "ringed". Ang partikular na atensyon ay dapat bayaran sa phasing ng windings, i.e. upang tumugma sa simula ng paikot-ikot na may circuit diagram. Matapos maipasok ang mga lead ng transpormer sa mga butas, dapat silang paikliin upang mayroong 3 ... 4 mm mula sa dulo ng lead sa naka-print na circuit board. Pagkatapos ang baluktot na tingga ay "untwisted" at ang isang ACTIVE flux ay inilalagay sa lugar ng paghihinang, i.e. ito ay alinman sa slaked hydrochloric acid, ang isang drop ay kinuha sa dulo ng tugma at inilipat sa lugar ng paghihinang. O kaya ay ang mala-kristal na acetylsalicylic acid (aspirin) ay idinagdag sa gliserin hanggang sa makuha ang isang malambot na pare-pareho (parehong mabibili sa isang parmasya, sa departamento ng reseta). Pagkatapos nito, ang lead ay ibinebenta sa naka-print na circuit board, maingat na nag-iinit at nakakamit ang pantay na pamamahagi ng panghinang sa paligid ng LAHAT ng lead conductor. Pagkatapos ang tingga ay pinaikli sa taas ng panghinang at ang board ay lubusan na hinugasan ng alkohol (90% na minimum), o pinong gasolina, o isang halo ng gasolina at mas payat 647 (1: 1).
UNANG POWER ON
Ang pag-on, ang pagsuri sa pagganap ay isinasagawa sa maraming yugto upang maiwasan ang mga problema na tiyak na lilitaw sa kaganapan ng isang error sa pag-install.
1 . Upang subukan ang disenyong ito, kakailanganin mo ng hiwalay na power supply na may bipolar na boltahe na ± 15 ... 20 V at isang kapangyarihan na 15 ... 20 W. Ang unang switch-on ay ginawa sa pamamagitan ng pagkonekta sa MINUS OUTPUT ng karagdagang power source sa negatibong primary power bus ng converter, at ang COMMON OUTPUT ay konektado sa positive terminal ng capacitor C1 (Figure 18). Kaya, ang power supply ng control module ay ginagaya at ito ay sinusuri para sa operability nang walang power unit. Narito ito ay kanais-nais na gumamit ng isang oscilloscope at isang frequency meter, ngunit kung wala sila doon, pagkatapos ay maaari kang makakuha ng sa pamamagitan ng isang multimeter, mas mabuti ang isang switch (ang mga digital ay hindi sapat na tumugon sa pulsating voltages).
Larawan 18
Sa mga pin 9 at 10 ng TL494 controller, ang isang pointer device na konektado upang sukatin ang DC boltahe ay dapat magpakita ng halos kalahati ng supply boltahe, na nagpapahiwatig na mayroong mga hugis-parihaba na pulso sa microcircuit.
Ang relay K1 ay dapat gumana sa parehong paraan.
2. Kung gumagana nang maayos ang module, dapat mong suriin ang seksyon ng kapangyarihan, ngunit muli, hindi mula sa mataas na boltahe, ngunit gamit ang isang karagdagang mapagkukunan ng kuryente (Larawan 19).
Larawan 19
Sa ganitong pagkakasunud-sunod ng mga tseke, napakahirap magsunog ng anuman kahit na may malubhang mga error sa pag-install (isang maikling circuit sa pagitan ng mga track ng board, hindi paghihinang ng mga elemento), dahil ang kapangyarihan ng karagdagang yunit ay hindi sapat. Matapos i-on, ang pagkakaroon ng output boltahe ng converter ay nasuri - siyempre, ito ay makabuluhang mas mababa kaysa sa kinakalkula (kapag gumagamit ng karagdagang mapagkukunan ng ± 15V, ang mga boltahe ng output ay mababawasan ng halos 10 beses, dahil ang pangunahing supply ng kuryente ay hindi 310 V ngunit 30 V), gayunpaman, ang pagkakaroon ng mga boltahe ng output ay nagpapahiwatig na walang mga error sa bahagi ng kapangyarihan at maaari kang magpatuloy sa ikatlong bahagi ng pagsubok.
3 . Ang unang koneksyon mula sa network ay dapat gawin na may kasalukuyang limitasyon, na maaaring maging isang maginoo na 40-60 W na maliwanag na lampara, na konektado sa halip na isang piyus. Dapat ay naka-install na ang mga radiator. Kaya, sa kaso ng labis na pagkonsumo para sa anumang kadahilanan, ang lampara ay sisindi, at ang posibilidad ng pagkabigo ay mababawasan. Kung maayos ang lahat, ang output boltahe ng resistors R26 ay nababagay at ang kapasidad ng pag-load ng pinagmulan ay nasuri sa pamamagitan ng pagkonekta sa parehong maliwanag na lampara sa output. Ang lampara na naka-on sa halip na ang fuse ay dapat lumiwanag (ang liwanag ay depende sa output boltahe, iyon ay, sa kung gaano karaming kapangyarihan ang ibibigay ng pinagmulan. Ang output boltahe ay kinokontrol ng risistor R26, gayunpaman, ang pagpili ng R36 ay maaaring kailanganin .
4 . Isinasagawa ang pagsubok sa pag-andar nang nakalagay ang fuse. Bilang isang load, maaari kang gumamit ng nichrome spiral para sa mga electric stoves na may lakas na 2-3 kW. Dalawang piraso ng kawad ang ibinebenta sa output ng pinagmumulan ng kapangyarihan, una sa balikat, kung saan kinokontrol ang output boltahe. Ang isang wire ay screwed sa dulo ng spiral, isang "buwaya" ay naka-install sa pangalawang. Ngayon, sa pamamagitan ng muling pag-install ng "buwaya" kasama ang haba ng spiral, maaari mong mabilis na baguhin ang paglaban ng pagkarga (Larawan 20).
Larawan 20
Hindi magiging labis na gumawa ng "stretch marks" sa spiral sa mga lugar na may isang tiyak na pagtutol, halimbawa, bawat 5 ohms. Pagkonekta sa "stretch marks" Malalaman na ito nang maaga kung anong load at kung ano ang output power sa ngayon. Well, ang kapangyarihan ay maaaring kalkulahin ayon sa batas ng Ohm (ginamit sa plato).
Ang lahat ng ito ay kinakailangan upang ayusin ang threshold para sa overload na proteksyon, na dapat gumana nang tuluy-tuloy kapag ang tunay na kapangyarihan ay lumampas sa 10-15% ng kinakalkula. Sinusuri din kung gaano katatag ang paghawak ng power supply sa load.
Kung ang pinagmumulan ng kapangyarihan ay hindi naghahatid ng kinakalkula na kapangyarihan, kung gayon ang ilang uri ng error ay pumasok sa panahon ng paggawa ng transpormer - tingnan sa itaas kung paano kalkulahin ang mga pagliko para sa isang tunay na core.
Ito ay nananatiling maingat na pag-aralan kung paano gumawa ng isang naka-print na circuit board, at ito At maaari kang magsimulang mag-assemble. Ang mga kinakailangang guhit ng PCB na may orihinal na pinagmulan sa LAY na format ay nasa
Una
numero
Pangalawa
numero
Pangatlo
numero
maraming-
Tel
Pagpaparaya
+/- %
pilak
-
-
-
10^-2
10
ginto
-
-
-
10^-1
5
Itim
-
0
-
1
-
kayumanggi
1
1
1
10
1
Pula
2
2
2
10^2
2
Kahel
3
3
3
10^3
-
Dilaw
4
4
4
10^4
-
Berde
5
5
5
10^5
0,5
Asul
6
6
6
10^6
0,25
Violet
7
7
7
10^7
0,1
Kulay-abo
8
8
8
10^8